【導(dǎo)讀】本文闡述了儀表放大器(IA)在傳感器應(yīng)用中的使用，重點(diǎn)討論了系統(tǒng)設(shè)計(jì)所面臨的挑戰(zhàn)以及實(shí)施方案選擇，介紹了一種新的集成電路IA架構(gòu)，并列舉了一些典型應(yīng)用，例如：比例橋、低端電流檢測等。
傳感器測量通常是將感興趣的物理量轉(zhuǎn)換成電子電路參數(shù)，如電阻和電容，然后再用橋電路對(duì)這些參數(shù)進(jìn)行讀取。橋電路產(chǎn)生與溫度、電源電壓成比例的輸出電壓或電流信號(hào)，從而使測量系統(tǒng)針對(duì)這些因素的變化進(jìn)行補(bǔ)償。常用的傳感器包括：
- 用于溫度檢測的熱敏電阻
- 用于壓力檢測的電阻/電容應(yīng)變儀
- 用于方向/位置檢測的磁阻傳感器
可以直接產(chǎn)生信號(hào)電壓或電流的傳感器不需要用橋電路轉(zhuǎn)換物理參數(shù)。這種傳感器有：熱電偶、基于ECG的醫(yī)療儀器以及電源監(jiān)測電路中測量檢流電阻的電壓等。
目前的傳感器應(yīng)用范圍非常廣泛，從消費(fèi)類電子(溫度計(jì)、壓力計(jì)、GPS系統(tǒng)等)到汽車電子(燃油傳感器、碰撞傳感器、剎車線路傳感器和車窗防夾控制等)、工業(yè)和醫(yī)療儀器(閥位檢測、基于溫度的系統(tǒng)校準(zhǔn)和報(bào)警、ECG等)。這些工作環(huán)境充滿了EMI噪聲、電源諧波、地環(huán)路電流和ESD脈沖，而待提取的目標(biāo)信號(hào)卻相對(duì)很小。因此，模擬傳感器接口變得非常復(fù)雜，必須在抑制這些環(huán)境干擾的同時(shí)精確保持規(guī)格要求。為確保產(chǎn)品成功地投放市場，傳感器必須具有低成本、小尺寸以及低電流(針對(duì)電池供電的測量設(shè)備)特性。
是否放大信號(hào)
系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員喜歡將模擬鏈路保持得盡可能短，希望以此提高信號(hào)對(duì)外部噪聲的抗干擾能力(數(shù)字電路通常對(duì)噪聲不敏感)。傳統(tǒng)設(shè)計(jì)中，較長的模擬鏈路要求后續(xù)電路使用特定的信號(hào)處理。例如一級(jí)電路提供差分增益，但沒有共模抑制；另一級(jí)電路提供共模抑制，但沒有差分增益。雙電源和高壓擺幅有助于降低對(duì)模擬電路的信噪比要求。較短的模擬鏈路以及對(duì)單電源供電、低電壓模擬擺幅的要求迫使人們開發(fā)創(chuàng)新的架構(gòu)，應(yīng)對(duì)這些設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。
在系統(tǒng)的設(shè)計(jì)之初就要考慮ADC和傳感器之間是否可以直接連接。這種直接連接在某些應(yīng)用場合具有很大優(yōu)勢。有些應(yīng)用中，這種直接連接能夠節(jié)省空間和功耗。例如，高阻比例橋可以采用內(nèi)置基準(zhǔn)的ADC，從而省去外部基準(zhǔn)。
另一方面，可能需要使用儀表放大器(IA)連接傳感器和ADC，原因是：
- 在靠近信號(hào)源的地方將小信號(hào)放大可以改善一些應(yīng)用的總信噪比，特別是當(dāng)傳感器距離ADC較遠(yuǎn)時(shí)。
- 許多高性能ADC不具備高阻輸入，需要通過一個(gè)低阻放大器驅(qū)動(dòng)才能充分發(fā)揮其優(yōu)勢。這種情況下如果沒有中間放大器，輸入電流尖峰和不匹配的源阻抗會(huì)導(dǎo)致較大的增益誤差。
- 外部放大器允許用戶根據(jù)具體應(yīng)用優(yōu)化信號(hào)調(diào)理(濾波)。
- IA提供的增益能夠改善傳感器與ADC之間的連接，因?yàn)樗粌H可以減輕系統(tǒng)設(shè)計(jì)壓力，還能降低總體系統(tǒng)成本。例如，讀取一個(gè)未經(jīng)放大的傳感器信號(hào)要比讀取放大后的傳感器信號(hào)需要更高的分辨率和昂貴的ADC。
低失調(diào)帶來的益處
教科書中用大量的篇幅描述理想世界，公式推導(dǎo)中存在許多不確定因素，所有問題都用一個(gè)答案解答。而為了得到一個(gè)工作的模擬電路在實(shí)驗(yàn)室進(jìn)行的長時(shí)間調(diào)試更能說明真實(shí)世界的狀況，整個(gè)進(jìn)程的里程碑可能恰好源于一次轉(zhuǎn)折……。
使用IA讀取傳感器信號(hào)時(shí)經(jīng)常會(huì)遇到各種直流誤差問題，主要根源是輸入失調(diào)電壓(VOS)的影響。事實(shí)上，任何直流誤差源都可以等效為VOS：直流CMRR代表直流VOS隨輸入共模電壓的變化，直流PSRR代表直流VOS隨電源電壓的變化。
即使VOS可以在生產(chǎn)過程中可以校準(zhǔn)，與初始直流失調(diào)相比，也要更加關(guān)注VOS的漂移(隨溫度和時(shí)間變化)。這種漂移誤差最好通過芯片內(nèi)部的有源電路消除。
引起交流誤差的重要根源是噪聲，而噪聲是半導(dǎo)體芯片設(shè)計(jì)和工藝所固有的。因?yàn)榇蠖鄶?shù)傳感器信號(hào)被高增益模塊所放大，以輸入信號(hào)為參考的噪聲也被同樣的增益放大。噪聲有兩種形式：粉色噪聲(也稱為1/f或閃爍噪聲)和白色噪聲。粉色噪聲主要集中在低頻頻段(低于100Hz左右)，白色噪聲通常限定了芯片的高頻信號(hào)性能(圖1)。由于絕大多數(shù)IA用于處理低頻信號(hào)，本文更加關(guān)注粉色噪聲。
圖1. 半導(dǎo)體器件中的噪聲密度
傳統(tǒng)的低噪聲模擬電路設(shè)計(jì)通常選用雙極型晶體管設(shè)計(jì)輸入級(jí)電路，特別是在要求較低粉色噪聲的情況下。粉色噪聲是由于半導(dǎo)體表面的缺陷處發(fā)生重組效應(yīng)引起的。因此，與雙極型器件產(chǎn)生的噪聲相比，CMOS器件的噪聲具有更大幅度和更高的截止頻率(噪聲截止頻率是指粉色噪聲密度與白色噪聲密度相等時(shí)的頻率)。
大多數(shù)傳感器選用高阻輸入，迫使IA采用CMOS前端，從而使設(shè)計(jì)人員必須面對(duì)隨之而來的高低頻噪聲。幸運(yùn)的是，能夠連續(xù)補(bǔ)償輸入失調(diào)電壓的零漂移電路設(shè)計(jì)技術(shù)可以用來消除低頻輸入粉色噪聲。
一種炙手可熱的新架構(gòu)：三運(yùn)放與間接電流反饋
傳統(tǒng)IA使用三運(yùn)放搭建輸入緩沖級(jí)和輸出級(jí)電路(圖2)。輸入緩沖級(jí)電路提供全差分增益、單位共模增益和高阻輸入，差分放大輸出級(jí)提供共模增益為零的單位差分增益。這種IA可以用于許多場合，但它的簡單性掩蓋了兩個(gè)重要缺點(diǎn)：可用的輸入共模電壓范圍有限，交流CMRR也有限。
圖2. 傳統(tǒng)的三運(yùn)放IA
基于三運(yùn)放架構(gòu)的IA其傳輸特性受到一定限制(圖3)。在輸入共模和輸入差分電壓的某種組合下，這種架構(gòu)的緩沖放大器A1和A2很容易飽和，使輸出達(dá)到電源電壓。這種狀況下，IA不再抑制輸入共模電壓。
圖3. 不同共模電壓下的有限傳輸特性(高增益，“眼圖”開度縮小)。
由此，大多數(shù)三運(yùn)放IA的數(shù)據(jù)資料給出了可利用的輸入共模電壓與輸出電壓的關(guān)系曲線。因?yàn)檩敵鲭妷褐皇前幢壤s放輸入差分電壓，曲線中的兩個(gè)軸可以標(biāo)記為“輸入共模電壓”與“輸入差分電壓”。六邊形灰色區(qū)域代表了“有效”工作區(qū)，在這個(gè)區(qū)域內(nèi)放大器A1和A2輸出不會(huì)飽和到電源電壓。
值得注意的是：圖3所示的圖形對(duì)單電源應(yīng)用非常關(guān)鍵。共模電壓很容易接近電路的地電位，灰色區(qū)域不能延伸到此電位。因此，某些應(yīng)用中(如低端電流檢測)不能使用傳統(tǒng)的三運(yùn)放IA，因?yàn)樗鼈兊妮斎牍材ｋ妷旱扔诘仉娢弧?/div>
三運(yùn)放IA可以通過差分放大器周圍完全匹配的電阻獲得較高的共模抑制，但這種IA的反饋架構(gòu)會(huì)大大降低交流CMRR。為克服這些缺點(diǎn)，業(yè)內(nèi)開發(fā)出了另一種IA架構(gòu)，例如：雙gM間接電流反饋方案(圖4)，獲得了極大地成功。
圖4. 采用間接電流反饋架構(gòu)的IA
這種架構(gòu)由兩個(gè)完全一致的跨導(dǎo)放大器和一個(gè)高增益放大器組成。兩個(gè)完全一致的放大器具有相同的gM，在輸入端可以獲得相同的差分電壓，因此，輸出電壓取決于電阻分壓比Rf/Rg。輸出共模電壓由REF引腳的電壓設(shè)定。輸入gM放大器具有固有的共模電壓抑制功能，使放大器具有極高的直流和交流CMRR。
間接電流反饋IA架構(gòu)即使在輸入共模電壓等于負(fù)電源電壓時(shí)，也能實(shí)現(xiàn)滿幅輸出。因此，這種間接電流反饋IA的工作范圍要比三運(yùn)放IA架構(gòu)寬得多。Maxim的MAX4460/MAX4461/MAX4462和MAX4208/MAX4209即為此類IA產(chǎn)品。
消失調(diào)技術(shù)：捕獲漂移?
IA的兩個(gè)重要指標(biāo)是粉色噪聲(也稱為1/f或閃爍噪聲)和VOS及其隨著溫度、時(shí)間產(chǎn)生的漂移。1/f噪聲是一種低頻現(xiàn)象，許多用于實(shí)現(xiàn)“零漂移”和消輸入失調(diào)的電路同樣可以消除1/f噪聲。這些技術(shù)包括：采樣放大器、自動(dòng)調(diào)零放大器、斬波放大器、斬波-穩(wěn)定放大器以及斬波-斬波-穩(wěn)定放大器(如MAX4208)。許多文章中已經(jīng)對(duì)這些電路架構(gòu)作出了描述(見參考文獻(xiàn))，每種架構(gòu)具有不同的可用帶寬、開關(guān)噪聲以及消失調(diào)精度。
例如，IA已經(jīng)采用基于飛電容的采樣技術(shù)，以實(shí)現(xiàn)輸入失調(diào)電壓的自動(dòng)校準(zhǔn)。然而，用于采樣的輸入級(jí)并非真正的高阻結(jié)構(gòu)，所以源阻抗的失配，例如：橋路的不均衡，很容易降低整體系統(tǒng)的精度。
應(yīng)用
下面介紹兩種IA應(yīng)用，一種是比例橋電路，另一種是低邊電流檢測放大器。
比例橋克服干擾
比例橋是一種標(biāo)準(zhǔn)的橋測量系統(tǒng)，同樣可提供高精度，而且成本很低。成本低的原因是比例橋不需要高精度基準(zhǔn)源驅(qū)動(dòng)橋和ADC基準(zhǔn)輸入，“任意”一款基準(zhǔn)源，相對(duì)精度不高但具有高ppm/°C，例如電源電壓，即可同時(shí)驅(qū)動(dòng)橋和ADC。
眾所周知，即使?jié)M擺幅輸出運(yùn)算放大器在驅(qū)動(dòng)輸出電壓達(dá)到電源擺幅數(shù)百毫伏以內(nèi)時(shí)也很難保持其最高精度。因此，對(duì)于具有高動(dòng)態(tài)范圍和單極性信號(hào)輸入的放大器，有必要將輸出偏置在高于地電位大約250mV左右。偏置電壓驅(qū)動(dòng)串聯(lián)電阻的一端，需要低阻輸出的緩沖器驅(qū)動(dòng)，以免引入不必要的增益誤差。為盡量降低輸出誤差，這種單位增益運(yùn)放緩沖器也應(yīng)具有低直流失調(diào)和低溫漂特性。
Maxim的IA (例如MAX4208)在小尺寸µMAX®封裝內(nèi)集成了一個(gè)高精度零漂移運(yùn)放緩沖器和兩個(gè)gM間接電流反饋IA，其中，緩沖器和簡單的外部分壓電阻(圖5)可以建立穩(wěn)定的偏置參考電壓，與ADC基準(zhǔn)成比例關(guān)系。緩沖器還能驅(qū)動(dòng)ADC差分輸入的一端。IA的內(nèi)部斬波-斬波-穩(wěn)定架構(gòu)可以同時(shí)消除運(yùn)放緩沖器以及主(前向)通道和反饋通道gM放大器的粉色噪聲的影響。此外，MAX4208具有關(guān)斷模式，非常適合功率敏感應(yīng)用。
圖5. 驅(qū)動(dòng)比例橋(MAX4208–MAX4209)
完善的電流檢測
如今，便攜式電子設(shè)備對(duì)有效功率管理越來越嚴(yán)格，這重新引發(fā)了人們對(duì)電流檢測放大器的關(guān)注。地電位檢測IA可以用作高端電流檢測器，用于存儲(chǔ)器模塊、微處理器核電壓的電流檢測(圖6)，也可以在H橋功率電子轉(zhuǎn)換器反饋路徑中用作低邊電流檢測放大器。這些應(yīng)用中的電流特別高(有時(shí)接近90A)，因此檢測電壓必須非常小才能避免檢流電阻上產(chǎn)生過多的功耗。通常，檢流電阻可以采用電源電感本身的ESR。為精確讀取這個(gè)小的檢測電壓，輸入失調(diào)電壓必須遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于需要高精度放大的最小檢流電壓(即最小負(fù)載電流)。
圖6. 在計(jì)算機(jī)應(yīng)用中檢測大電流(MAX4208)
計(jì)算機(jī)硬件的核電壓可能在0.9V到1.5V范圍內(nèi)，需要在較低的、不斷變化的共模電壓環(huán)境下測量較小的檢測電壓。類似于MAX4208的低VOS、高CMRR而且是針對(duì)單電源應(yīng)用優(yōu)化的IA非常適合這種應(yīng)用場合。
結(jié)論
新的應(yīng)用不斷促進(jìn)理想的儀表放大器技術(shù)的發(fā)展，目前已有多種架構(gòu)能夠提供極具挑戰(zhàn)的VOS、VOS溫漂以及1/f噪聲指標(biāo)。了解儀表放大器設(shè)計(jì)的細(xì)微差異，并將設(shè)計(jì)與實(shí)際應(yīng)用緊密結(jié)合，能夠充分利用芯片工藝的優(yōu)勢。
參考文獻(xiàn)
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本文來源于Maxim。
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