【導(dǎo)讀】對于要實(shí)現(xiàn)電池供電或分布式電源系統(tǒng)的設(shè)計(jì)人員來說，使用低壓降 (LDO)穩(wěn)壓器還是開關(guān)穩(wěn)壓器往往是個(gè)問題。開關(guān)穩(wěn)壓器的效率相對更高，可謂是一項(xiàng)優(yōu)勢，尤其是對于電池供電產(chǎn)品。然而，電源中快速開關(guān)晶體管產(chǎn)生的EMI才是關(guān)鍵權(quán)衡要素——在高度集成的緊湊型設(shè)計(jì)中，EMI可能會衍生成更嚴(yán)重的問題。
輸入和輸出濾波電路可減輕EMI的影響，但會增大電路尺寸、增加成本和復(fù)雜性。新一代的集成式模塊化開關(guān)穩(wěn)壓器解決了這些問題，這些開關(guān)穩(wěn)壓器可提供各種內(nèi)置技術(shù)來抑制EMI，同時(shí)不影響穩(wěn)壓器的性能或效率。
本文簡要說明了開關(guān)穩(wěn)壓器在便攜式設(shè)計(jì)中占據(jù)的優(yōu)勢以及濾波電路的重要性。此外，還以 Allegro Microsystems 、Analog Devices 和Maxim Integrated的產(chǎn)品為例，介紹了內(nèi)置EMI濾波器的開關(guān)穩(wěn)壓器以及用其簡化功率傳輸?shù)姆椒ā?/p>
為什么要在便攜式設(shè)計(jì)中使用開關(guān)穩(wěn)壓器?
效率高、功耗低（降低熱管理難度）、功率密度大是選擇開關(guān)穩(wěn)壓器而非LDO的主要原因。在大部分負(fù)載范圍內(nèi)，商用開關(guān)穩(wěn)壓器模塊的效率（即輸出功率/輸入功率 x 100）通常約為90%至95%，遠(yuǎn)高于同等的LDO。此外，開關(guān)穩(wěn)壓器既能升壓、降壓，也可提供反相電壓，因此在靈活性上也勝過LDO。
開關(guān)穩(wěn)壓器的核心是脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 開關(guān)元件，包含一兩個(gè)金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(MOSFET)，以及與之配對的一兩個(gè)電感器用于能量存儲。開關(guān)穩(wěn)壓器的工作頻率決定了單位時(shí)間內(nèi)的開關(guān)循環(huán)次數(shù)，而PWM信號的占空比 (D) 決定了輸出電壓（根據(jù) VOUT= D × VIN）。
在便攜式設(shè)計(jì)中，開關(guān)穩(wěn)壓器的高效率雖是一項(xiàng)優(yōu)勢，卻也存在不少待權(quán)衡要素，包括成本、復(fù)雜性、尺寸、負(fù)載瞬變響應(yīng)慢以及低負(fù)載下的低效率（盡管正在逐步改進(jìn)）。另一項(xiàng)主要設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)是應(yīng)對功率晶體管開關(guān)產(chǎn)生的EMI。其開關(guān)動作會引起電路其他部分的電壓和電流過沖，從而導(dǎo)致輸入輸出電壓和電流紋波，并在開關(guān)頻率處（及其倍數(shù)）產(chǎn)生瞬態(tài)能量尖峰。電壓紋波在PWM“開啟”周期結(jié)束時(shí)達(dá)到峰值（圖1）。
圖1：開關(guān)穩(wěn)壓器的輸出電壓紋波波形圖顯示了瞬態(tài)尖峰是EMI的主要來源。（圖片來源：Analog Devices）
EMI管理策略
如需降低因穩(wěn)壓器功率FET開關(guān)引起的EMI，在輸入和輸出端添加電阻電容(R-C) 吸收電路是一種行之有效的方法。該電路有助于濾除能量尖峰，減小電壓和電流紋波，從而降低 EMI。在好的設(shè)計(jì)中，輸出電壓為2至5V的開關(guān)電源最好能將電壓紋波峰峰值降至10至50mV，并使瞬態(tài)尖峰最小化。
濾波電路元件的選型是一項(xiàng)棘手的工作，尤其是輸入和輸出端的大容量電容器，因?yàn)樾枰谠骷叽?、成本（以及對穩(wěn)壓器瞬態(tài)響應(yīng)和回路補(bǔ)償?shù)挠绊懀┡c電壓峰峰值、電流紋波和EMI抑制之間進(jìn)行權(quán)衡。
借助基于關(guān)鍵公式的一些成熟技術(shù)是不錯(cuò)的切入點(diǎn)。輸入電壓紋波包括ΔVQ（由輸入電容器放電產(chǎn)生）和ΔVESR（由輸入電容器的等效串聯(lián)電阻 (ESR) 產(chǎn)生）。如果已指定輸入端的電壓紋波最大峰峰值，分別通過公式1和公式2即可估算大容量電容器的所需輸入電容 (CIN)和ESR：
同樣，如果已指定輸出端的電壓紋波最大峰峰值，則分別通過公式3和公式4即可確定大容量電容器的電容和ESR：
請務(wù)必注意，ΔVESR和ΔVQ不可直接相加，因?yàn)閮烧弑舜讼辔幌喈悺Ｈ绻O(shè)計(jì)人員選擇陶瓷電容器（ESR通常較低），則主要是ΔVQ；若選擇電解電容器，則主要是ΔVESR。
快速負(fù)載瞬變期間輸出電壓與期望輸出的可接受偏差也會影響輸出電容容量和ESR阻值的選擇。具體而言，在開關(guān)穩(wěn)壓器控制器增大PWM占空比來響應(yīng)負(fù)載瞬變前，輸出電容器必須能夠在瞬變期間支持負(fù)載電流。如需計(jì)算負(fù)載階躍期間最小輸出偏差所需的輸出電容和ESR，可分別使用公式5和公式6：
這些計(jì)算雖有助于簡化相應(yīng)元件的選擇以管理電壓和電流紋波及瞬態(tài)尖峰，但設(shè)計(jì)人員仍必須考慮電容器的耗散功率 (PCAP)。計(jì)算公式如下：
該公式表明在給定ESR的情況下，內(nèi)部溫升與紋波電流的平方成正比。在用于減小較大的紋波電流時(shí)，可能會造成電容器明顯發(fā)熱，如果散熱不及時(shí)，則電容器的電解液將逐漸蒸發(fā)，使其性能下降直至完全失效。為了避免出現(xiàn)這種情況，工程師必須選擇表面積較大、價(jià)格更昂貴的器件以促進(jìn)散熱。
使用低EMI穩(wěn)壓器
盡管輸入和輸出濾波可減小電壓和電流紋波，但是選擇一款既符合規(guī)格，又能實(shí)現(xiàn)最小紋波高度峰峰值的開關(guān)穩(wěn)壓器才是好的設(shè)計(jì)習(xí)慣。藉此減少濾波電容器因功率耗散而產(chǎn)生的應(yīng)力，從而使用更為小巧、便宜的器件。
實(shí)現(xiàn)最小電壓和電流紋波的一種技術(shù)是采用電壓模式控制方案。在此方案中，通過將控制電壓施加到比較器的一個(gè)輸入端，并將時(shí)鐘產(chǎn)生的固定頻率鋸齒電壓（或“PWM斜坡”）施加到另一輸入端來生成PWM信號。相較于另一種可選的電流模式控制方案，該技術(shù)在實(shí)現(xiàn)EMI最小化方面性能更佳。前者更容易加劇EMI程度，因?yàn)楣β始壆a(chǎn)生的噪聲往往會進(jìn)入控制反饋回路。（參閱Digi-Key文庫文章《DC-DC開關(guān)穩(wěn)壓器中用于PWM信號發(fā)生的電壓和電流模式控制》）
除了考慮采用電壓模式控制外，多家芯片供應(yīng)商還提供了許多方法來從內(nèi)部減小電壓和電流紋波的幅度。Allegro Microsystems的A8660同步降壓轉(zhuǎn)換器正是一個(gè)實(shí)例。這款高端器件通過了汽車AEC-Q100認(rèn)證。該穩(wěn)壓器的輸入電壓 (VIN) 范圍為0.3至50V，可調(diào)輸出電壓范圍為3至45V，可編程基本頻率 (fOSC) 范圍為200kHz至2.2MHz。此外，A8660還提供一系列保護(hù)功能，包括在器件退出壓降狀態(tài)時(shí)，通過軟恢復(fù)來防止VOUT過沖和電壓尖峰干擾。
穩(wěn)壓器實(shí)現(xiàn)EMI最小化的關(guān)鍵在于一種稱作PWM基本頻率抖動的技術(shù)。啟用后，內(nèi)部設(shè)置的“抖動掃描”會系統(tǒng)地將fOSC改變±10%，從而使開關(guān)頻率能量分散。抖動調(diào)制頻率 (fMOD)為12kHz，以三角調(diào)制波形進(jìn)行掃描。
在啟用和禁用抖動的情況下，A8660的傳導(dǎo)和輻射發(fā)射頻譜對比如圖2所示。兩個(gè)測試設(shè)置采用的外部元器件和印刷電路板布局完全相同。
圖2：使用固定基本頻率（紅色）的開關(guān)穩(wěn)壓器與采用頻率抖動（藍(lán)色）的穩(wěn)壓器輻射發(fā)射頻譜對比。工作參數(shù)：fOSC = 2.2MHz，VIN = 12V，VOUT= 3.3V，負(fù)載 = 3A。（圖片來源：Allegro Microsystems）
對于工作頻率低于AM無線電頻段 (fOSC < 520kHz) 的設(shè)計(jì)，A8660的同步輸入可用于fOSC及其諧波的頻移，以進(jìn)一步降低EMI。只需將外部時(shí)鐘連接至SYNCIN引腳，并將A8660的基本頻率由fOSC的1.2倍增至1.5倍即可實(shí)現(xiàn)。
Analog Devices的LT8210IFE同步降壓/升壓控制器也具有三角頻率調(diào)制方案。在這種情況下，LT8210IFE可將fSW由標(biāo)稱設(shè)定頻率緩慢擴(kuò)展至設(shè)定值的112.5%，并解擴(kuò)恢復(fù)。
此外，該器件還具有“直通”功能可暫停開關(guān)，從而消除開關(guān)損耗以降低EMI并提高效率。該穩(wěn)壓器的輸入范圍為2.8至100V，輸出為1至100V。輸出電壓精度為±1.25%，反向輸入保護(hù)高達(dá)-40V。
啟用直通模式時(shí)，穩(wěn)壓器的降壓和升壓調(diào)節(jié)回路可獨(dú)立運(yùn)行。通過將降壓調(diào)節(jié)模式預(yù)設(shè)輸出電壓 VOUT(BUCK) 設(shè)置成高于升壓調(diào)節(jié)模式預(yù)設(shè)輸出電壓VOUT(BOOST)，即可使用獨(dú)立的誤差電流來產(chǎn)生直通窗口。直通模式對輸出電壓紋波的影響如圖所示（圖3）。
圖3：在直通模式下，即使面對高噪聲輸入源（紅色跡線），LT8210穩(wěn)壓器亦可減小輸出電壓紋波（藍(lán)色跡線）。（圖片來源：Analog Devices）
VIN在VOUT(BOOST)與VOUT(BUCK)之間時(shí)，輸出電壓追蹤輸入電壓。一旦VOUT趨近于VIN，LT8210就會進(jìn)入低功耗狀態(tài)（直通模式），即開關(guān)A和D持續(xù)導(dǎo)通，而開關(guān)B和C關(guān)斷。VOUT超出VIN達(dá)到設(shè)定百分比時(shí)，開關(guān)A、C 和 D關(guān)斷，直至放電使輸出電壓與VIN幾乎相等時(shí)，才重新連接輸出。如果處于（非開關(guān)）直通窗口內(nèi)時(shí)輸入出現(xiàn)正瞬變，使得VIN超出VOUT達(dá)到設(shè)定百分比，則開關(guān)將重新導(dǎo)通，以防電感器電流中出現(xiàn)較大幅度瞬時(shí)振蕩。此時(shí)，輸出電壓將逐漸接近輸入電壓，方式類似于軟啟動，而VOUT趨近于VIN時(shí)，開關(guān)A和D將再次持續(xù)導(dǎo)通。開關(guān)拓?fù)淙鐖D4所示。
圖4：LT8210穩(wěn)壓器的開關(guān)。在直通模式下，開關(guān)A和D持續(xù)導(dǎo)通，而開關(guān)B和C關(guān)斷。（圖片來源：Analog Devices）
Maxim Integrated的低EMI產(chǎn)品是MAX15021ATI+T降壓開關(guān)穩(wěn)壓器。輸入電壓范圍為2.5至5.5V，并具有兩路輸出，每路輸出都可由0.6V調(diào)節(jié)至輸入電壓大小。該穩(wěn)壓器的基本頻率范圍為500kHz至4MHz，可通過單個(gè)電阻器進(jìn)行調(diào)節(jié)。
除了支持電壓模式控制方案以減小電壓紋波外，MAX15021穩(wěn)壓器還可使用180°異相時(shí)鐘信號來工作（圖5）。此外，該器件的開關(guān)頻率可調(diào)節(jié)，最高可達(dá)4MHz，藉此可顯著減小RMS輸入紋波電流。而輸入電流峰值的減?。y波頻率增高），使所需輸入旁路電容容量減小，從而縮小所需電容器的尺寸。
圖5：MAX15021雙通道穩(wěn)壓器可實(shí)現(xiàn)180°異相工作以抑制EMI。（圖片來源：Maxim Integrated）
本文小結(jié)
在高效率至關(guān)重要的應(yīng)用中，模塊化開關(guān)穩(wěn)壓器是電壓調(diào)節(jié)的不錯(cuò)選擇。但是，相較于LDO等替代解決方案，權(quán)衡要素包括電壓和電流紋波，以及穩(wěn)壓器開關(guān)元件產(chǎn)生的瞬態(tài)電壓尖峰。若不經(jīng)濾波，噪聲會產(chǎn)生EMI，從而影響靠近穩(wěn)壓器的敏感芯片。
雖然使用輸入和輸出濾波電路等成熟設(shè)計(jì)技術(shù)可降低EMI，但也需要借助大容量電容器來解決瞬態(tài)尖峰和紋波問題，同時(shí)還會產(chǎn)生較大耗散功率，導(dǎo)致元器件過熱。
不過，工程師現(xiàn)可使用采用各種內(nèi)置技術(shù)的新一代模塊化開關(guān)穩(wěn)壓器，來減小電壓和電流紋波以及瞬態(tài)尖峰，甚至在添加濾波電路前就可以抑制EMI。通過在設(shè)計(jì)中使用這些穩(wěn)壓器，工程師能縮小輸入和輸出端的大容量電容器尺寸，從而縮小濾波電路的尺寸并降低成本。
作者：Steven Keeping 來源：得捷電子DigiKey
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