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在電力電子系統(tǒng)中，MOSFET，二極管等器件在高頻開關過程中會產(chǎn)生高dv/dt節(jié)點與高di/dt環(huán)路，這些是EMI產(chǎn)生的根本原因。而傳導EMI噪聲可通過纜線或其他導體傳到受害設備。一些測試標準(如CISPR22，EN55032/22等)規(guī)定了其限值。

 

傳導EMI可根據(jù)傳播途徑的不同分為兩類：差模和共模。差模噪聲(DM)主要在兩條線間流動，而共模電流則可通過設備對地的雜散電容以位移電流的形式流到地上，再流回電網(wǎng)。這兩種噪聲的傳播途徑和抑制機理不同。在測量中，我們可以使用噪聲分離器來得到它們，據(jù)此就可知道造成EMI超標的原因到底是差模還是共模噪聲。值得一提的是，對于隔離型的變換器來說，其變壓器設計針對的是共模噪聲。下圖表示了一個反激變換器中的共模噪聲路徑。

 

Fig. 2. 反激變換器中的共模噪聲通路。

 

在反激變換器中，共模電流一般有兩條路徑。一是從原邊MOS管的漏級通過對地的雜散電容流到參考地上，并通過接在設備和參考地之間的LISNs流回被測設備;二是通過變壓器流到副邊，再通過副邊對地的雜散電容流到參考地，最終回到被測設備。對于第一條通路，在很多情況中，由于MOS有自身散熱器，通過把散熱器接地即可將共模電流引回原邊地而不會產(chǎn)生噪聲。這時，變壓器的設計對于共模電流的抑制就至關重要。

 

變壓器與反激變換器建模

 

Fig. 3. 傳統(tǒng)兩繞組變壓器模型。

 

傳統(tǒng)變壓器的建模一般是在每兩個節(jié)點之間連接雜散電容。同時，因為原副邊電壓可以用兩個有線性關系的電壓源等效，適當化簡后剩下四個電容。然而，在實際電路中，通常我們會使用多繞組變壓器，比如需要給芯片供電的輔助繞組，多個輸出繞組等等。這時，模型會變得非常復雜，因此，對變壓器進行建模和簡化很有實際意義。

 

Fig. 4. 多繞組變壓器及其兩電容模型。

 

由于繞組電壓的線性關系，通過推導可得出，僅用一個電壓源以及兩個等效電容即可表征它的共模特性。電壓源即為原邊繞組上的電壓，而兩個等效電容的和是變壓器原副邊之間的總電容，它們分別表示產(chǎn)生和不產(chǎn)生共模電流的電容。

 

在得到了變壓器模型之后，我們將把它放在反激變換器中來得到EMI模型。EMI建模的第一步是把開關用電流源或電壓源進行等效，等效之后，電路各處的電流和電壓依然不變。然后可以使用疊加定理來具體分析每一個源的影響。對于反激變換器，在變壓器漏感影響不顯著的前提下，實際上對起到作用的源只有原邊MOS管兩端的電壓。因此，我們可以得到最終如下圖示的模型。ZED代表共模濾波器阻抗，Cy代表原副邊之間的Y電容，ZSG代表副邊地對地的寄生阻抗。

 

Fig. 5. 反激變換器共模EMI噪聲模型

 

根據(jù)模型可以知道，解決共模噪聲的主要途徑是增大共模濾波器，增加Y電容以及通過變壓器設計來減小CBD的影響。其中，增加共模濾波器意味著體積更大，增加Y電容會增大漏電流，因此，最佳方案則為變壓器的優(yōu)化。

 

通過跨接電容減小EMI

 

對變壓器的優(yōu)化，核心問題將產(chǎn)生噪聲的等效電容減小至零。那么如何來減小呢?首先我們需要有一種方便的方法來得到兩個等效電容的值。實際上，總電容可以通過分別將原邊短接，副邊短接，并直接測量原副邊之間阻抗得到;而兩電容的比例可通過在原邊加激勵，并測量分壓關系得到。

 

在得到電容的值之后，一個最直接的補償方法也就呼之欲出了。如果CBD為正，則可在副邊高電位跳動點到原邊地直接跨接一個電容;如果CBD為負，則可以在原邊高電位和副邊地之間跨接一個電容。接法如圖6所示。在補償之后，可以再次測量兩電容的值，來判斷是否達到了理想的補償效果。

 

Fig. 6. 共模EMI噪聲補償電容的接法

 

圖7所示為跨接補償電容將CBD平衡至零之前和之后測量的共模EMI噪聲?？梢园l(fā)現(xiàn)，共模噪聲雖然有一定的改善，但仍未降到非常低的水準。

 

Fig. 7. 跨接補償電容前后的共模噪聲比較

 

因此，我們有必要分析其他的原因。由于變壓器放置在PCB上，變壓器的磁芯臨近原副邊開關管的散熱器，除此之外，在變壓器內(nèi)部會有原邊或者副邊繞組臨近磁芯。因此，會產(chǎn)生如下圖所示的雜散電容。在EMI頻段，磁芯因為有較高的介電常數(shù)可以近似短路，而共模噪聲將會通過這些雜散電容進行傳播。為了解決這個問題，可以將磁芯接原邊地，磁芯到原邊地的電容即被短路，而磁芯到副邊地的電容則成為一個不產(chǎn)生共模噪聲的Y電容。原邊繞組到磁芯的電流會直接流回原邊地，不經(jīng)過LISN;而為了解決副邊繞組到原邊的電流，可以在繞制的時候使得副邊繞組不臨近磁芯。

 

Fig. 8. 變壓器磁芯的近場電場耦合與解決方法

 

磁芯可以用銅皮膠帶環(huán)包并引線連到原邊地上。下圖比較了幾種情況的EMI噪聲：原始噪聲，只用平衡電容，平衡電容+不接地屏蔽層，平衡電容+接地屏蔽層。從圖9中可知，屏蔽層不接地是無效的，這也佐證了這個問題根源是電場的耦合。在接地之后，噪聲可以降低到非常低的水準。

 

Fig. 9. 變壓器磁芯屏蔽的影響

 

通過變壓器繞組設計減小EMI

 

跨接電容雖然可以減小EMI，但是并不是最佳方案，因為增加了一個安規(guī)電容的成本，且可能使得原副邊漏電流增大。所以它最好作為變壓器結(jié)構(gòu)不方便再做修改時的一種解決方案。實際上，變壓器也可以直接通過繞組設計來減小EMI。

 

Fig.10. 變壓器連接及其繞組截面圖示例

 

圖10中，對于相鄰繞組來說，如果認為繞組是均勻且緊密繞制的，其總電容(CPS)是可以用間距為d，相對面積為2πrh的平行板電容器來計算的，其中d為繞組間距，h為繞組高度，r為繞組對磁芯中心的距離。此外，由于繞組兩端的dv/dt已知，若假設此dv/dt沿繞組均勻變化，則相鄰繞組間流過的共模電流可以積分求得。

 

個更為簡明的結(jié)論是，相鄰繞組間的共模電流，與相鄰繞組的dv/dt的平均值的差成正比。因此，設計時的原則即是盡量減小相鄰原副邊繞組的dv/dt之差。

 

以圖11中的變壓器為例，我們想要設計的變壓器有三層原邊(每層匝數(shù)Np)，一層副邊(匝數(shù)為Ns)和一層輔助繞組(匝數(shù)為Na)，那么我們先可以先畫出所有繞組的壓降。然后我們選取差值最小的兩個繞組(原邊第一層與輔助繞組)來和副邊臨近。同時考慮到使用三明治繞法來減小漏感，則得到圖中的繞組結(jié)構(gòu)。

 

Fig.11. 變壓器繞組dV/dt與結(jié)構(gòu)的選擇

 

需要注意的是，圖11中dV/dt的方向和變壓器繞組的極性是有關系的。而這也會和電路的拓撲有關。圖12所示為副邊二極管分別在高側(cè)和低側(cè)時的繞組dv/dt變化圖，可見，當二極管或同步整流管在高側(cè)時，EMI噪聲更低。

 

Fig.12. 副邊二極管(或同步整流管)在高、低側(cè)的繞組dv/dt示意圖

 

很多情況下，僅僅調(diào)整相鄰繞組的位置并不能讓我們完全平衡EMI。這時，有兩種方法可以采用，一是傳統(tǒng)方法，即在相鄰的原副邊之間加屏蔽層并將其接地;二是使用補償繞組。補償繞組是一個一端接地，另一端懸空的繞組。它的優(yōu)勢在于便于自動化生產(chǎn)，且相同體積下對EMI的補償能力更強。

 

補償繞組的接法也是比較靈活的，既可以接在原邊也可以接在副邊(接在副邊需要使用三層絕緣線)，圖13給出了兩電容模型中CBD為正值時的接法：既可以從原邊地開始，以相對原邊的相反極性繞制，也可以從副邊高電位開始，以相對副邊的相同極性繼續(xù)繞制。繞制完成后，可以通過測量兩電容來確定變壓器已經(jīng)達到平衡。

 

Fig.13. CBD為正時補償繞組的接法示意圖

 

圖14給出了采用跨接電容和使用帶補償繞組變壓器的反激變換器的共模噪聲對比。從圖中可見，使用補償繞組也可以取得良好的效果，并將共模EMI噪聲降到足夠低的水平。

 

Fig.14. CBD為正時補償繞組的接法示意圖