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使用運(yùn)算放大器分割電壓軌以創(chuàng)建虛擬地

發(fā)布時(shí)間:2024-08-17 責(zé)任編輯:lina

【導(dǎo)讀】設(shè)計(jì)中可能包含需要雙極電源的傳感器或 IC,或者您需要充分利用雙極輸入模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 的動(dòng)態(tài)范圍。分割電壓軌的另一個(gè)原因是,如果您在單電源軌設(shè)計(jì)中需要中間軌偏置電壓。


設(shè)計(jì)中可能包含需要雙極電源的傳感器或 IC,或者您需要充分利用雙極輸入模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 的動(dòng)態(tài)范圍。分割電壓軌的另一個(gè)原因是,如果您在單電源軌設(shè)計(jì)中需要中間軌偏置電壓。

術(shù)語“電源軌分離器”描述了為電路創(chuàng)建新的 0-V 參考點(diǎn),通常是單電源軌 VDD 的電源電壓 (VDD) 的中點(diǎn)除以 2??偪捎秒妷罕3植蛔?,但您可以將其視為在新的 0-V 參考上下分布的雙極電源 ±VDD/2,這被稱為“虛擬接地”。

創(chuàng)建新虛擬接地的軌道分離器必須能夠提供或吸收負(fù)載電流,并且必須在其輸出端具有電容去耦負(fù)載的情況下保持穩(wěn)定。生成虛擬接地的一種方法是使用配置為單位增益緩沖器的運(yùn)算放大器 (op amp)。

軌道分離中的運(yùn)算放大器

運(yùn)算放大器緩沖器的輸入電壓來自電阻分壓器,該分壓器設(shè)置為電源電壓的一半 (VDD/2)。分壓器與 C3 分離,以穩(wěn)定電壓,防止 VDD 上的噪聲或紋波 (圖 1 )。添加 R3 可限制流入運(yùn)算放大器非反相引腳的任何電流。當(dāng) VDD 上升或下降以及 C1、C2 和 C3 電容器充電或放電時(shí),該電流可以流動(dòng)。


使用運(yùn)算放大器分割電壓軌以創(chuàng)建虛擬地圖 1電壓軌分離器使用運(yùn)算放大器的方式。來源:德州儀器


因此,運(yùn)算放大器的輸出為 Vsplit = VDD/2。緩沖器的輸出應(yīng)采用電容去耦,電源軌通常就是這種情況。但是,大多數(shù)運(yùn)算放大器即使有幾十皮法的輸出負(fù)載電容也會變得不穩(wěn)定,需要額外的技術(shù)才能使其穩(wěn)定。

因此,請選擇具有無限輸出負(fù)載電容的固有穩(wěn)定性運(yùn)算放大器。對于此設(shè)計(jì)研究,我們使用OPA994,它可自動(dòng)檢測其輸出上的負(fù)載電容并優(yōu)化其內(nèi)部補(bǔ)償以允許使用大輸出電容。它還能夠在提供或吸收數(shù)十毫安負(fù)載的同時(shí)保持 VDD/2 輸出,如數(shù)據(jù)表曲線中不同 VDD 值所示。

考慮到溫度和電源電壓變化的壞影響,以及設(shè)備是拉電流還是吸電流,拉電流或吸電流的安全值為 ±30 mA??梢允褂门c應(yīng)用相對應(yīng)的數(shù)據(jù)表曲線來增加此 ±30 mA 電流。

我們在TINA-TI仿真軟件中模擬了 OPA994 軌道分配器,以檢查其輸出頻率響應(yīng)穩(wěn)定性。圖 2中的波特圖顯示了穩(wěn)定的響應(yīng),在 16.65 kHz 的交叉頻率下相位裕度為 66.7 度。為了實(shí)現(xiàn)該響應(yīng),OPA994 自動(dòng)將其帶寬從 18 MHz 降低到 16.65 kHz。


使用運(yùn)算放大器分割電壓軌以創(chuàng)建虛擬地圖 2 OPA994 的波特圖仿真顯示了其反相輸入的輸出。來源:德州儀器


我們對圖 1 進(jìn)行了時(shí)域仿真,其中我們將負(fù)載瞬變應(yīng)用于輸出(圖 3)。這涉及切換連接在 Vsplit 和原始 0 V 之間的 120 Ω 電阻負(fù)載。我們在 t = 2 ms 時(shí)施加負(fù)載,并在 t = 6 ms 時(shí)移除它。連接在 VDD 和 Vsplit 之間的第二個(gè) 120 Ω 電阻負(fù)載在 t = 4 ms 時(shí)切換,并在 t = 8 ms 時(shí)移除。120 Ω 負(fù)載為 2.5 V,120 Ω ≈ 21 mA 瞬態(tài)負(fù)載電流。


使用運(yùn)算放大器分割電壓軌以創(chuàng)建虛擬地圖 3仿真顯示了負(fù)載瞬變?nèi)绾螒?yīng)用于輸出。來源:德州儀器


模擬的目的是查看 Vsplit 的電壓偏差并檢查穩(wěn)定性,這由阻尼良好的響應(yīng)來表示。在大多數(shù)應(yīng)用中,負(fù)載瞬變會小得多,因此此模擬顯示的是糟糕的情況。如您所見,響應(yīng)阻尼良好。對于 21 mA 負(fù)載階躍(源或接收器),輸出偏差為 9 mV,恢復(fù)時(shí)間為 0.37 毫秒。

參考運(yùn)算放大器

在實(shí)際應(yīng)用中,供電負(fù)載通常可以是運(yùn)算放大器信號鏈。在圖 4所示的 TINA-TI 仿真中,OPA171運(yùn)算放大器參考 OPA994 的 Vsplit 虛擬接地輸出。OPA171 運(yùn)算放大器配置為增益為 -100 的反相放大器。OPA171 的電壓輸入 (V IN ) 是 ±20 mV 峰值正弦波,也參考 Vsplit。


 使用運(yùn)算放大器分割電壓軌以創(chuàng)建虛擬地圖 4上圖顯示了 OPA994 分軌和 OPA171 反相放大器仿真。來源:德州儀器


圖 5的仿真輸出顯示,OPA994 (ILOAD) 僅提供少量電流 (±20 μA),對 Vsplit 軌的干擾可以忽略不計(jì)。OPA171 的靜態(tài)電流來自 VDD 至 0 V,OPA994 分離軌的電流來源或吸收來自 Vsplit 參考輸入和輸出信號。


 使用運(yùn)算放大器分割電壓軌以創(chuàng)建虛擬地圖 5仿真輸出顯示 OPA994 僅提供少量電流,對 Vsplit 軌的干擾可以忽略不計(jì)。來源:德州儀器


OPA171 輸出為 ±2 V,由于運(yùn)算放大器的輸入失調(diào)電壓乘以其噪聲增益(即增益為 101),因此存在額外的輸出電壓分量。OPA171 的共模抑制比可減弱 Vsplit 上的干擾或失調(diào)。

我們測試了圖 1 所示的電路,并將 120 Ω 的開關(guān)負(fù)載從 Vsplit 切換到原始的 0 V,以測試負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。圖 6顯示了交流耦合 Vsplit 輸出,并給出了 4 mV 峰峰值偏差,反映了模擬結(jié)果。


使用運(yùn)算放大器分割電壓軌以創(chuàng)建虛擬地圖 6測試結(jié)果顯示 120 Ω 負(fù)載接通和斷開。來源:德州儀器 


然后我們使用±20 mV、1 kHz 正弦波輸入測試了圖 4 所示的電路。圖 7中的測試結(jié)果顯示,輸出為±2 V(相對于 Vsplit 虛擬地),加上偏移(給定運(yùn)算放大器的輸入偏移電壓)。


 使用運(yùn)算放大器分割電壓軌以創(chuàng)建虛擬地圖 7上圖顯示了 OPA171 輸出(G = –100),輸入為 ±20 mV。來源:德州儀器


與所有運(yùn)算放大器一樣,Vsplit 輸出失調(diào)電壓會隨負(fù)載電流而變化。圖 1 顯示了此模擬結(jié)果,而圖 8顯示了 ±40 mA 負(fù)載范圍內(nèi)的結(jié)果以及該負(fù)載范圍內(nèi)的 14 mV 偏差。


使用運(yùn)算放大器分割電壓軌以創(chuàng)建虛擬地圖 8顯示負(fù)載電流隨 Vsplit 變化的情況。來源:德州儀器


0 mA 時(shí)的 3 mV 失調(diào)電壓歸因于運(yùn)算放大器的失調(diào)電壓,加上 R1、R2 和 R3 電阻中輸入偏置電流的失調(diào)電壓。在運(yùn)算放大器的反饋路徑中增加一個(gè)等于分壓器電阻 (R1//R2) 和 R3 (6 kΩ) 的并聯(lián)組合的電阻,可消除偏置電流引起的失調(diào)電壓。


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