【導讀】電阻分壓器將高壓衰減到低壓電路可以承受的水平，而不會過驅(qū)動或損壞。在電源路徑控制電路中，電阻分壓器有助于設置電源欠壓和過壓鎖定閾值。這種電源電壓鑒定電路存在于汽車系統(tǒng)、電池供電的便攜式儀器以及數(shù)據(jù)處理和通信板中。
電阻分壓器將高壓衰減到低壓電路可以承受的水平，而不會過驅(qū)動或損壞。在電源路徑控制電路中，電阻分壓器有助于設置電源欠壓和過壓鎖定閾值。這種電源電壓鑒定電路存在于汽車系統(tǒng)、電池供電的便攜式儀器以及數(shù)據(jù)處理和通信板中。
欠壓鎖定 (UVLO) 可防止下游電子系統(tǒng)在異常低的電源電壓下運行，這可能會導致系統(tǒng)故障。例如，當電源電壓低于規(guī)格時，數(shù)字系統(tǒng)可能會表現(xiàn)不穩(wěn)定甚至死機。當電源為可充電電池時，欠壓鎖定可防止電池因深度放電而損壞。過壓閉鎖 (OVLO) 保護系統(tǒng)免受具有破壞性的高電源電壓的影響。由于欠壓和過壓閾值取決于系統(tǒng)的有效工作范圍，因此電阻分壓器用于通過相同的控制電路設置自定義閾值。即使在存在電源噪聲或電阻的情況下，也需要閾值滯后來獲得平滑且無抖動的鎖定功能。在討論了一個簡單的 UVLO/OVLO 電路后，
欠壓和過壓鎖定電路
圖 1. 使用電阻分壓器、比較器和電源開關(guān)的電源欠壓鎖定。（：Analog Devices）
圖 1 顯示了一個欠壓鎖定電路（目前沒有滯后）。它有一個比較器，其負輸入端帶有正參考電壓 (V T )。比較器控制電源開關(guān)，打開或關(guān)閉電源輸入和下游電子系統(tǒng)之間的路徑。比較器的正輸入從輸入連接到一個電阻分壓器。如果電源打開并從 0 V 開始上升，則比較器輸出初為低電平，使電源開關(guān)保持關(guān)閉狀態(tài)。當比較器的正輸入達到 V T時，比較器輸出跳閘。此時底部電阻中的電流為V T /R B。R T中流過相同的電流如果比較器沒有輸入偏置電流。因此，比較器觸發(fā)時的電源電壓為 V T + R T × V T /R B = V T × (R B + R T )/R B。這是由電阻分壓器設置的電源 UVLO 閾值。例如，1 V 的 V T和 R T = 10 × R B產(chǎn)生 11 V 的 UVLO 閾值。低于此閾值，比較器輸出為低電平，打開電源開關(guān)；高于此 UVLO 閾值時，開關(guān)閉合，電源流過以啟動系統(tǒng)。通過改變 R B和 R的比例可以很容易地調(diào)整閾值噸。電阻值由為分壓器預算的偏置電流量設置（稍后會詳細介紹）。要設置 OVLO 閾值，只需交換比較器的兩個輸入（例如，參見圖 2 中下方的比較器），這樣一個高電平輸入會強制比較器輸出為低電平并打開開關(guān)。
雖然不是本文的重點，但可以使用 N 溝道或 P 溝道功率 MOSFET 來實現(xiàn)開關(guān)。前面的討論假設一個 N 溝道 MOSFET 開關(guān)在其柵極電壓較低（例如 0 V）時打開（高電阻）。要完全關(guān)閉（低電阻）N 溝道 MOSFET，柵極電壓必須至少高于電源電壓 MOSFET 閾值電壓，需要電荷泵。LTC4365、LTC4367和LTC4368等保護控制器集成比較器和電荷泵以驅(qū)動 N 溝道 MOSFET，同時仍然消耗低靜態(tài)電流。P 溝道 MOSFET 不需要電荷泵，但柵極電壓極性相反；也就是說，低電壓關(guān)閉，而高電壓打開 P 溝道 MOSFET 開關(guān)。
回到電阻分壓器：一個 3 電阻串設置欠壓和過壓鎖定閾值（圖 2），與使用兩個獨立的 2 電阻串相比，節(jié)省了一個分壓器的偏置電流。UVLO 閾值為 V T × (R B + R M + R T )/(R B + R M )，而 OVLO 閾值為 V T × (R B + R M + R T )/R B. 與門將兩個比較器的輸出組合在一起，然后將其發(fā)送到電源開關(guān)。因此，當輸入電壓介于欠壓和過壓閾值之間時，電源開關(guān)閉合為系統(tǒng)供電；否則，開關(guān)打開，斷開系統(tǒng)電源。如果分壓器電流消耗不是問題，則單獨的欠壓和過壓分壓器可以更靈活地獨立調(diào)整每個閾值。
圖 2. 使用單個電阻分壓器的欠壓和過壓鎖定。（：Analog Devices）
帶遲滯的欠壓和過壓閉鎖
在圖 1 中，如果電源上升緩慢且有噪聲，或者如果電源具有導致電壓隨負載電流下降的固有電阻（如電池），則比較器的輸出將隨著輸入反復切換高電平和低電平越過其 UVLO 閾值。這是因為由于輸入噪聲或負載電流通過電源電阻的壓降，比較器的正輸入反復高于和低于 VT閾值。對于電池供電的電路，這可能是一個永無止境的振蕩。使用具有遲滯的比較器可消除這種顫動，使開關(guān)轉(zhuǎn)換更加平滑。如圖 3 所示，遲滯比較器針對上升輸入（例如，V T + 100 mV）和下降輸入（例如，VT – 100 毫伏）。比較器級的遲滯由 R B和 R T放大到電源級的200 mV × (R B + R T )/R B 。如果電源輸入端的噪聲或壓降低于此滯后，則消除了顫動。如果比較器提供的遲滯不存在或不足，則有一些方法可以增加或增加遲滯。所有這些方法都在分壓器抽頭處使用正反饋——例如，上升比較器輸入在比較器跳閘時跳得更高。為簡單起見，以下等式假設比較器中沒有固有滯后。
圖 3. 使用從分壓器抽頭到電源開關(guān)輸出的電阻添加欠壓鎖定閾值遲滯。（：Analog Devices）
從分壓器到輸出的電阻器（圖 3）：
從分壓器抽頭（比較器的正輸入）到電源開關(guān)輸出添加一個電阻器 (R H )。當電源從 0 V 開始上升時，比較器的正輸入低于 V T并且比較器輸出為低電平，從而使電源開關(guān)保持關(guān)閉狀態(tài)。假設由于系統(tǒng)負載，開關(guān)輸出為 0 V。因此，R H與R B并聯(lián)用于輸入閾值計算。上升輸入欠壓閾值為 V T × ((R B || R H ) + R T )/(R B || R H )，其中 R B || R H = R B × R H/ (R B + R H )。開關(guān)在高于此閾值時打開，將電源連接到系統(tǒng)。為了計算下降輸入欠壓閾值，R H與 R T并聯(lián)，因為開關(guān)閉合，給出下降輸入欠壓閾值：V T × (R B + (R T || R H ))/R B，其中 R T || R H = R T × R H /(R T + R H )。如果比較器本身有一些遲滯，用 V T代替與前面等式中上升或下降的比較器閾值?；叵胍幌聢D 1 的示例，其中 V T = 1 V 且 R T = 10 × R B ，在沒有比較器遲滯或 R H的情況下，上升和下降閾值均為 11 V。添加一個 R H = 100 × R B，如圖 3 所示，得到 11.1 V 的上升輸入閾值和 10.09 V 的下降閾值；即 1.01 V 的遲滯。此方法不適用于 OVLO，因為上升輸入會關(guān)閉電源開關(guān)，導致 R H將比較器輸入拉低（再次打開開關(guān)）而不是拉高。
圖 4. 使用開關(guān) (a) 分流電阻器或電流和 (b) 串聯(lián)電阻器添加欠壓或過壓鎖定閾值遲滯。（：Analog Devices）
接通電阻器（圖 4）：
添加遲滯的另一種方法是接通一個電阻器，改變底部電阻器的有效值。開關(guān)電阻器可以并聯(lián)（圖 4a）或串聯(lián)（圖 4b）?？紤]圖 4a：當 V IN為低電平時（比如 0 V），比較器的輸出（UV 或 OV 節(jié)點）為高電平，從而導通 N 溝道 MOSFET M1 并將 R H與 R B并聯(lián)。假設 M1 的導通電阻與 R H相比可以忽略不計，或者包含在 R H的值中。上升輸入閾值與圖 3 中的相同：V T × ((R B || R H ) + R T )/(R B || R H )。一旦VIN高于此閾值，比較器輸出為低電平，關(guān)閉 M1 并斷開 R H與分壓器的連接。因此，下降輸入閾值與圖 1 中的相同：V T × (R B + R T )/R B。繼續(xù)我們的示例，其中 V T = 1 V、R T = 10 × R B和 R H = 100 × R B，上升輸入閾值為 11.1 V，下降閾值為 11 V；即，RH產(chǎn)生 100 mV 的遲滯。此方法和以下方法可用于欠壓或過壓鎖定，因為它們的用途取決于比較器輸出如何打開電源開關(guān)（未顯示）。
圖 4b 的配置給出了上升輸入閾值 V T × (R B + R T )/R B和下降輸入閾值 V T × (R B + R H + R T )/(R B + R H ). 圖 4 中的R H = R B /10，將 11 V 作為上升輸入閾值，將 10.091 V 作為下降閾值，即 909 mV 遲滯。這表明圖 4b 的配置需要更小的 R H才能產(chǎn)生更大的滯后。
切換電流（圖 4a）：
圖 4a 的電阻器 R H可以用電流源 I H代替。這種方法用于LTC4417和LTC4418優(yōu)先級控制器。當 V IN低時，比較器的高輸出啟用 I H。在輸入閾值上升時，比較器的負輸入為 V T。因此，R T中的電流為 I H + V T /R B，產(chǎn)生上升閾值為 V T + (I H + V T /R B ) × R T = V T × (R B+ R T )/R B + I H × R T。一旦 V IN高于該閾值，I H就會被比較器的低輸出關(guān)閉。因此，下降閾值與圖 1 相同：V T × (R B + R T )/R B，輸入閾值遲滯為 I H × R T。
電阻分壓器偏置電流
前面的方程假設比較器輸入的輸入偏置電流為零，而示例僅考慮了電阻比而不是。比較器輸入具有輸入失調(diào)電壓 (V OS )、參考誤差（可以與 V OS合并）以及輸入偏置或漏電流 (I LK )。如果分壓器偏置電流 V T /R B在圖 1 的跳變點，比輸入泄漏大得多。例如，100 倍于輸入泄漏電流的分壓器電流可將泄漏引起的輸入閾值誤差保持在 1% 以下。另一種方法是將泄漏引起的閾值誤差與失調(diào)電壓引起的閾值誤差進行比較。比較器的非理想性將圖 1 輸入欠壓閾值方程更改為：(V T ± V OS ) × (R B + R T )/R B ± I LK × R T（類似于前面的遲滯電流方程），它可以重寫為 (V T ± V OS ± I LK × R B × R T /(RB + R T )) × (R B + R T )/R B。輸入泄漏表現(xiàn)為比較器閾值電壓中的誤差，并且可以通過適當?shù)碾娮柽x擇將與失調(diào)電壓相關(guān)的誤差降至，即 I LK × (R B || R T ) < V OS。
例如，LTC4367 欠壓和過壓保護控制器的 UV 和 OV 引腳的漏電流為 ±10 nA，而 UV/OV 引腳比較器的 500 mV 閾值失調(diào)電壓為 ±7.5 mV（500 mV 的 ±1.5%）。預算 ±3 mV（500 mV 的 ±0.6%，或小于 7.5 mV 偏移量的一半）泄漏導致的閾值誤差給出 R B || R T < 3 mV/10 nA = 300 kΩ。要使用 0.5 V 比較器閾值設置 11 V 輸入欠壓閾值，需要 R T = R B × 10.5 V/0.5 V = 21 × R B。因此，R B || R T = 21 × R B /22 < 300 kΩ，給出 R B < 315.7 kΩ。R B接近的 1% 標準值為 309 kΩ，得到 R T為 6.49 MΩ。跳變點的分壓器偏置電流為 0.5 V/309 kΩ = 1.62 A，是 10 nA 漏電流的 162 倍。當化分壓器電流而不增加由于比較器的輸入泄漏電流引起的閾值誤差時，這種分析很重要。
結(jié)論
電阻分壓器可通過相同的基于比較器的控制電路輕松調(diào)整電源欠壓和過壓鎖定閾值。電源噪聲或電阻需要閾值滯后，以防止電源開關(guān)在電源超過閾值時抖動。已經(jīng)展示了實現(xiàn)欠壓和過壓閉鎖遲滯的幾種不同方法?；驹瓌t是當比較器跳閘時，在分壓抽頭處有一些正反饋。在添加或增加保護控制器 IC 的遲滯時，一些方法取決于比較器輸出的可用性或 IC 輸出引腳上的類似信號。選擇電阻值時，應注意不要讓比較器的輸入泄漏成為閾值誤差的主要。
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