【導讀】功率半導體開關通常在用于電路設計時，能夠在不增加開關損耗的情況下減小電流傳導期間的損耗，這是其一大優(yōu)勢。在各種電路保護應用中，器件需要連續(xù)傳送電流，較低的傳導態(tài)損耗有利于使系統(tǒng)保持較高的效率，并將產(chǎn)生的廢熱降至最低。如果在這些應用中需要放心地使用這些功率開關，必須滿足各種類型的耐用性標準。
在本文中，我們將討論最先進的低阻抗功率半導體開關，介紹其關鍵特性和應用優(yōu)勢。這些開是由UnitedSiC開發(fā)，采用堆疊式共源共柵（cascode）技術，其中將一個特殊設計，阻抗低于1mΩ的硅低壓MOSFET堆疊在一個阻抗低于10mΩ的650～1200V常開型碳化硅（SiC） JFET之上。所形成的復合器件被稱為SiC FET，可以像標準硅器件一樣進行驅動，但是與硅IGBT、硅MOSFET和SiC MOSFET相比，具有許多優(yōu)勢。
什么是堆疊式共源共柵？
與包括SiC MOSFET、硅MOSFET和GaN HEMT在內(nèi)的其他可用功率晶體管相比，常開型SiC JFET的單位芯片面積具有更低的導通阻抗。如圖1a所示，當?shù)蛪篗OSFET堆疊在JFET上時，為了實現(xiàn)圖1b的共源共柵架構，就形成了低阻抗常關斷型開關，稱為堆疊式共源共柵，其阻抗是低壓MOSFET和SiC JFET阻抗之和，根據(jù)所選擇的MOSFET和JFET的不同，其阻抗可能比JFET阻抗高5～20％。
圖2顯示了8.6mΩ，1200V堆疊芯片UF3SC12009Z的尺寸。由于在組裝之前將低壓MOSFET預堆疊在JFET上，因此該復合器件與標準組裝管芯連接和引線鍵合設備兼容。而且，很有意義的是，該器件適合用于電源模塊，并且還可通過TO247-4L封裝提供（器件名稱UF3SC12009K4S）。
表1列出了UnitedSiC最近推出的低RDS（ON）系列SiC FET的具體參數(shù)。請注意，在TO247封裝中，兩個阻抗最低器件的額定電流為鍵合線和引線限制。
導通狀態(tài)和熱特性
雖然產(chǎn)品數(shù)據(jù)手冊可以提供器件特性的詳細信息，但這里值得查看其中一些關鍵功能。器件的柵極具有保護ESD二極管，其在±26V時擊穿。
硅MOSFET的額定電壓為±20V，Vth為5V，并且沒有傳統(tǒng)SiC MOSFET通常遇到的磁滯或不穩(wěn)定性。它可以采用與現(xiàn)有SiC MOSFET、Si MOSFET或IGBT兼容的柵極電壓驅動。負柵極偏壓的使用沒有限制，盡管給定5V Vth，但大多數(shù)應用仍可通過簡單的0～12V柵極驅動來完成。
SiC FET RDS（ON）具有正溫度系數(shù)，如表1和圖3a所示，考慮到許多應用需要將SiC FET器件并聯(lián)使用，該特性非常有用。
圖3a表明650V UF3SC065007K4S的RDS（ON）升高遠低于硅超結MOSFET。顯然，在125～150℃時的傳導損耗甚至比可用的最佳超結硅MOSFET低2.5倍至4倍。如果將1200V器件與SiC MOSFET進行比較，在125-150℃時它們RDS（ON）隨溫度的升高速率相差不大，具有相似的RDS（ON）（25℃）。從圖3（右側圖）還可以清楚地看出，UF3SC120009K4S在所有溫度下都呈現(xiàn)出在TO-247中具備最低的RDS（ON）FET，而且優(yōu)勢很大。
SiC FET導通狀態(tài)下的第三象限特性優(yōu)于SiC MOSFET，這是由于在JFET RDS（ON）串聯(lián)時，其壓降相當于0.7V的硅結壓降。典型的第三象限特性如下述圖3b所示。
低VF也伴隨有出色的低QRR值（例如UF3SC120009K4S為1200-1300nC，UF3SC065007K4S為850nC）。
低RDS（ON）系列器件均采用燒結銀技術來提供最佳的熱性能，如表1（最大RTHJC柱）所示。此外，這有助于使MOSFET和SiC JFET都很薄，并且SiC的導熱率（3.7W / cm-K）與銅（3.85W/cm-K）相當。這些器件的TJMAX額定值為175℃，但由于MOSFET VTH保持在3V以上，并且其泄漏很低（如圖2特性所示），因而它們可以在TJ> 200℃時正常工作，而不會出現(xiàn)熱失控情況。
開關特性
表1顯示了SiC FET數(shù)據(jù)手冊中的低開關損耗。EON和EOFF幾乎與溫度無關，并且都很低。 EON通常大于EOFF，這在大多數(shù)寬帶隙（WBG）器件中都是如此。因此，這些器件在硬開關和軟開關電路中都很有用，特別是非常適用于電動汽車逆變器。
從圖4a中的半橋開關波形可以看出，SiC FET的體二極管恢復特性非常出色。
這里使用了一個小的RC緩沖器，以減少關斷電壓過沖，當通過單個TO247-4L器件驅動100A電流時這是必需的。低電壓MOSFET的貢獻約為100nC，主要來自其COSS，觀察到的其余QRR來自SiC JFET輸出電容的QOSS。由于LV MOSFET的存儲電荷很少，測量的QRR隨溫度變化很?。▓D3b），觀察到的大多數(shù)QRR與器件電容充電有關。在650V時，UF3SC065007K4S的該值為850nC，這是其優(yōu)于任何超結MOSFET的關鍵優(yōu)勢所在。超級結MOSFET的QRR要高出10～50倍，并且在硬恢復下具有dV/dt限制。
由于20～50V/ns的正常開關dV/dt對于某些逆變器應用而言可能過快，因此圖4b顯示了用于在導通和關斷期間實現(xiàn)低dV/dt幾種技術中的一種（90%/10% dV/dt_導通=5.7V/ns, dV/dt_關斷=4.1V/ns）。僅使用RG值來實現(xiàn)這些低dV/dt會導致過長的延遲時間，因此，除了RG之外，還可以使用外部CGD電容器來達到目標dV/dt。
雪崩和短路特性
圖5顯示了UF3SC120009K4S在兩種情況下的典型雪崩特性。在低電流、高電感狀態(tài)下，這些器件可以處理>5.5J，額定值為550mJ。有趣的是，在較短的電感尖峰下，UF3SC120009K4S的峰值雪崩電流處理能力超過200A，這是SiC FET獨特的工作方式所致，其中JFET從自偏置狀態(tài)進入工作模式，能夠安全地吸收雪崩電流。
圖6顯示了典型的短路測試波形。峰值短路電流為1200A，并且由于JFET決定了該峰值短路電流，電流會由于JFET的自發(fā)熱而迅速下降。SiC FET在重復性短路時不會降低性能，這是源自SiC JFET固有的牢固性。在這種短路事件期間，低電壓MOSFET上的電熱應力可以忽略不計。
SiC FET的并聯(lián)工作特性
圖7顯示了并聯(lián)時SiC FET的典型特性。由于RDS（ON）的正溫度系數(shù)，導通狀態(tài)電流會達到一定平衡。開關期間電流平衡的主要原因是由于開關特性實際上是由SiC JFET而不是低電壓MOSFET控制。由于SiC JFET的VTH不會隨溫度而降低，因此不會招致由于VTH不平衡而導致一個開關導通更快而關斷更慢。這也有助于使體二極管針對大部分工作電流具有正溫度系數(shù)，而對QRR則具有很小的溫度依賴性，或根本沒有。重要的是要注意，與所有開爾文源器件一樣，在每個柵極返回路徑中增加一個阻抗也很重要。
應用案例：電動汽車逆變器中的低RDS（ON）SiC FET
鑒于低RDS（ON）SiC FET這些理想的特性，電動汽車逆變器是非常適合于這些低RDS（ON）開關的一個應用。雖然電源模塊通常是電動汽車逆變器模塊的首選，但這些器件有助于實現(xiàn)構建相當?shù)统杀镜碾妱悠嚹孀兤?。?顯示了電動汽車逆變器采用UF3SC120009K4S估算的損耗與基于最先進IGBT模塊解決方案的對比。每個開關使用6個并聯(lián)單元構成的解決方案在200KW輸出時可以將工作損耗降低3倍，這對于增大車輛續(xù)航里程、擴展電池容量和減輕逆變器的冷卻負擔都非常有利。另外，這些開關可用于提高開關頻率，有助于減輕逆變器的電流紋波，并提高電機效率和壽命，使得這些開關成為高轉速電機逆變器的絕佳選擇。
應用案例：電動汽車快速充電器
針對350KW的電動汽車快速充電器，必須向400V電池提供875A的電流，或向800V的電池提供一半的電流。典型的充電器電路可能需要在高頻變壓器的次級線圈上使用SiC二極管，以整流傳遞到電池的電壓。將SiC FET用作同步整流器可以將損耗降低至少2倍，圖8顯示了UF3SC065007K4S與100A SiC JBS二極管的傳導特性比較。如果大功率模塊中的每個器件都以100A電流（例如50％的占空比）使用，則二極管在125℃時會下降2V，損耗為100W，而SiC FET在125℃時可能會只有0.9V的電壓降低，導致每個FET僅損耗45W，相當于改進了2倍。
鑒于這些器件具有出色的傳導和開關損耗，能夠在標準的主動前端（PFC級）和DC-DC（相移全橋/ LLC）初級提供峰值效率，用戶可以減少并聯(lián)開關的數(shù)量，簡化組裝，甚至可以將單個充電器的功率從15KW提升到30-50KW。UF3SC065007K4S可以允許用戶借助分立器件將Vienna整流器推到新的功率水平，或者1200V器件可以提供一個同樣高效的簡化兩電平架構路徑。
應用案例：光伏逆變器、焊接和UPS電路
這些器件具備傳導損耗和開關損耗的完美結合，可以非常有效地用于高性能兩電平、NPC和TNPC電路，以最大限度地提高逆變器效率，并突破采用分立器件可處理的功率水平極限。SiC FET柵極驅動器的簡捷性是控制成本的另一個重要因素。
圖9比較了在總線電壓為800V，頻率為12.5kHz、25kHz和50kHz的60KVA逆變器中由于半導體功率損耗而導致的效率估算。兩電平解決方案每個開關位置使用一個UF3SC120009K4S，因此僅需要6個晶體管和柵極驅動器。TNPC每相使用兩個UF3SC120009K4S和兩個 UF3SC065007K4S，而NPC情況則每相使用四個UF3SC065007K4S。TNPC和NPC選項使用12個晶體管和12個柵極驅動器，即使在50kHz時也能提供高于99％的效率。與基于模塊的方法相比，可以節(jié)省大量成本。
應用案例：固態(tài)斷路器
UnitedSiC展示了一個使用六個并聯(lián)UF3SC120009芯片構成的2mΩ，1200V SOT227開關，主要針對大電流固態(tài)功率控制器和斷路器應用。但在較低電流下，這些低RDS（ON）FET可以單獨或并聯(lián)形式來實現(xiàn)這些功能。
雖然簡單的負載開關只需要低的導通阻抗和良好的熱性能，但對于某些應用可能要求更多。例如在線性模式下使用此器件構成電子負載，在這種模式下，特別是在600～1200V的高電壓下，JFET可以應對大部分功率損耗。由于其VTH不會隨溫度下降，因此它不會在管芯內(nèi)形成熱點，因此可以在這些條件下穩(wěn)定運行。
圖10顯示了使用帶有高Rgoff阻抗的UF3SC120009K4S來穩(wěn)定運行非常緩慢的關斷轉換。固態(tài)功率控制器中需要緩慢的導通和關斷轉換，以最大程度地減小切換到高電感線路時產(chǎn)生的電壓尖峰。
結論
設計人員將會發(fā)現(xiàn)，這些采用熟悉的TO247-4L封裝，具有出色的開關損耗，同時具備極低RDS（ON）的器件在構建更高功率逆變器、充電器和固態(tài)斷路器時能夠提供非常高的價值。這些器件具備的高VTH值以及與硅和SiC柵極驅動電壓的兼容性能夠進一步簡化設計，同時這些器件由于其內(nèi)在的堅固耐用，并且能夠并聯(lián)運行，使設計人員可以采用這些器件來替換電源模塊。
圖1：（a）使用一個低壓硅MOSFET堆疊在高壓常開型SiC JFET源極焊盤上方形成的共源共柵。（b）共源共柵SiC FET的最終電路配置。
圖2：8.6mΩ1200V SiC FET的尺寸。器件黃色部分是SiC JFET，藍色部分為堆疊在其上的低壓MOSFET。該器件連續(xù)運行的額定工作溫度為175℃，但該器件的導通狀態(tài)和阻斷特性表明，在200℃條件下運行仍可安全地處理過應力情況，而不會發(fā)生過熱失控。
表1：添加到TO247產(chǎn)品組合中的低RDSSiC FET性能參數(shù)。最低RDS器件具有120A限制。 *包括5Ω，680pF緩沖器。
圖3a：UF3SC065007K4S的導通電阻與溫度的關系，以及相對于最佳可用超級結MOSFET的關系； UF3SC120009K4S針對最佳SiC MOSFET方案的比較。
圖3b：UF3SC120009K4S的第三象限（續(xù)流模式）導通狀態(tài)特性（左）和QRR（右）與溫度的關系。請注意，在100A時VGS = 0，-5V時的低導通壓降為1.65V，1200-1300nC的低QRR值幾乎與溫度無關。
圖4a：UnitedSiC雙脈沖演示板上的半橋開關波形。RGON = RGOFF = 5Ω，并且在每個器件上都施加了680pF，5Ω的RC緩沖器。
圖4b：一種適合電機驅動應用的實現(xiàn)低dV/dt波形的方法。開關條件為75A/800V，帶有33Ω的RG和68pF的外部CGD電容器。在UnitedSiC雙脈沖演示板上測得半橋開關波形。
圖5顯示了UF3SC120009K4S在兩種情況下的典型雪崩特性。在低電流，高電感狀態(tài)下，這些器件可以處理> 5.5J，額定值為550mJ。有趣的是，在較短的電感尖峰下，UF3SC120009K4S的峰值雪崩電流處理能力超過200A。這是由于SiC FET的獨特運行所致，其中JFET從自偏置狀態(tài)進入工作模式，能夠安全地吸收雪崩電流。
圖6：UF3SC120009K4S的典型短路測試波形。SiC JFET確定了1200A的峰值電流，該峰值電流由于自受熱而迅速下降。數(shù)據(jù)獲取條件：VDS = 600V，TSTART = 25℃。
圖7：兩個UF3SC120009K4S器件在VGS = +15/-5V時每個以60A（總共120A）的電流并聯(lián)開關，每個柵極使用15Ω RG，在柵極返回路徑為1Ω。在高速開關條件實現(xiàn)了出色的共享。
表2：基于IGBT的最新2級電動汽車逆變器與具有各種低RDS（ON）SiC FET選項的功率損耗比較。在200KW輸出功率下，損耗可降低近3倍。
圖8：用UF3SC065007K4S在高電流下進行同步整流。與使用SiC JBS二極管相比，可以避免產(chǎn)生大量的廢熱。現(xiàn)在，轉換器也可以是雙向。
這種變化允許轉換器進行雙向設計。
圖9：對于2級，NPC和TNPC拓撲架構，在3個工作頻率下具有800V DC鏈路的60KVA太陽能逆變器的損耗評估，其中效率僅考慮了功率半導體的損耗。該功率水平之前通常是采用電源模塊來實現(xiàn)，但現(xiàn)在可以通過UnitedSiC分立器件來完成。
圖10：使用UF3SC120009K4S管理電源控制器/負載開關的緩慢開關轉換。電阻性負載RL =9.4Ω，VDD = 800V，Tj = 25℃，DUT開關條件：VGS = -5V/15V。
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