【導讀】當環(huán)境和電路設計變量影響輸出時，要確定具有負反饋的電路的穩(wěn)定性并非易事。任何錯誤的計算都會成為電路異常行為（如振蕩和振鈴）的溫床。這就需要采取先發(fā)制人的測試程序，以最小化輸出波動的可能性。
當環(huán)境和電路設計變量影響輸出時，要確定具有負反饋的電路的穩(wěn)定性并非易事。任何錯誤的計算都會成為電路異常行為（如振蕩和振鈴）的溫床。這就需要采取先發(fā)制人的測試程序，以最小化輸出波動的可能性。不幸的是，這種方法通常是用價格過高的高端電子負載來執(zhí)行的。本文為業(yè)余愛好者介紹了一種經(jīng)濟的選擇-即利用MOSFET的三極管和飽和區(qū)與負載電阻配對以提供脈沖電流。
系統(tǒng)穩(wěn)定性簡介
為什么穩(wěn)定性如此重要？難道人們不能立即獲得現(xiàn)成的知識產(chǎn)權（IP），構建或制造電路，測試功能，然后將其啟動到預期的應用程序嗎？不幸的是，這種臨時方法充斥著風險，并伴有潛在的災難性后果。要了解這些風險，必須建立一個關于穩(wěn)定性含義的牢固基礎。
根據(jù)閉環(huán)反饋系統(tǒng)的傳遞函數(shù)，通過將分母等于0來獲得不穩(wěn)定的條件。因此，當系統(tǒng)以“ -1”的增益（即單位增益和180°相位反轉）工作時，整個傳遞函數(shù)接近無窮大，從而使該條件成為極點（另一種識別極點的方法是提取分母的特征值或特征向量）。由于傳遞函數(shù)將頻率作為其因變量，因此很容易假設設計工作頻率遠離極點的電路將解決該問題。但是，這種預防措施是不夠的。當引入負載和環(huán)境變量時，傳遞函數(shù)和極點（或極點，如果信號或系統(tǒng)更復雜）也會改變。系統(tǒng)的復雜性和應用進一步模糊了穩(wěn)定性的界限。例如，功率轉換器裝有許多非線性電路元件和外部寄生元件，這些元件會導致這種極移。從理論上講，如果不是很繁瑣的話，就不可能在穩(wěn)定和不穩(wěn)定的輸出之間形成鮮明的界限。但是，這并不意味著估計是不可靠的。只是理論不能完全保證穩(wěn)定性。
根據(jù)上述論點，如果僅對基本功能進行測試，則該產(chǎn)品極有可能在現(xiàn)場發(fā)生故障。行業(yè)中的一個場景是客戶對產(chǎn)品故障的抱怨。最糟糕的是，由于對失敗產(chǎn)品的嘲諷，該公司將陷入虧損。
測試不穩(wěn)定的方法
有多種測量技術可用于測試電路是否會在特定條件下振蕩。優(yōu)先級取決于可用資源，下面將詳細討論每種資源。
方法1：從波特圖獲取增益和相位裕度。該方法通過在頻率上觀察電路的特性響應來通過判斷領域。需要價格昂貴的網(wǎng)絡分析儀或頻率響應分析儀，將頻率掃至所需范圍的正弦波與輸出耦合到電路的反饋環(huán)路中。然后同時測量增益和相位。回想振蕩發(fā)生在單位增益和180°相移時，提取20 * log（1）= 0 dB的相位，并取其與180°的差。這是相位裕度。增益也適用相同的方法。增益裕度較不受歡迎，因為有更多情況下相位不超過180°。更高的利潤率意味著在滿足極點條件之前還有更多的回旋余地，從而使電路更穩(wěn)定。
該方法很好地說明了每個變量對電路頻率響應的影響。較高的輸出電容意味著較低的相位裕量，因為相位和高頻分量會被衰減，從而將0dB點推向左側。設置對于測量的準確性也至關重要。如果由于不小心處理連接器和錯誤焊接而造成意外寄生元件，則可能會引入誤差。
方法2：觀察負載瞬態(tài)響應。該方法通過在時域中觀察電路的特性響應來通過判斷。根據(jù)電路規(guī)格，以灌電流或拉電流對輸出進行脈沖化。示波器仍然很昂貴，但是比FRA便宜，用于觀察輸出的響應。如果觀察到加劇的吉布現(xiàn)象，尤其是沒有立即衰減的現(xiàn)象，則在該條件附近可能存在極點。下面將對此方法進行更深入的討論。
方法3：使用“ Pease的原理”。一種方法是從著名的模擬IC設計人員（特別是運算放大器）（又稱帶隙沙皇），已故的Robert Pease（我最初通過他那令人著迷的豐富專欄“ Pease Porridge”認識的）中借鑒而來的。大學）闡述了一種簡單的電路穩(wěn)定性測試方法。它涉及用所有頻率的方波對電路進行沖擊。如果電路仍然存在，那么它很堅固。電路的弱點也會浮出水面。該過程在理論上是明智的，因為方波的頻率內容包含在頻域中（還記得方波的傅立葉級數(shù)還是單位階躍響應的傅立葉變換？）。就像上述第一種方法一樣將所有奇異正弦波分量壓縮為方波（而不是單獨掃描每個正弦波分量）。我認為，這種方法應注意一些預防措施，例如在輸出端使用有功負載。
仔細研究負載瞬態(tài)響應
在測量負載瞬態(tài)響應時，可能需要能夠提供更好分辨率的示波器。當處理很大的電流時，電路的輸入電壓值得檢查是否有明顯的下降。這可能會導致電路的欠壓鎖定（UVLO）觸發(fā)。在這種情況下，實施4線配置可能會成功。應遵循正確的探針接地，以避免可能引起不穩(wěn)定的假陽性的假性過沖和下沖。
監(jiān)視電流可能是一個障礙?？捎玫倪x項是圍繞一個電流探頭進行多次旋轉以實現(xiàn)低電流，以及用于監(jiān)測甚至更低電流的感測電阻器。三軸電纜也可以消除絕緣泄漏的影響。
測量負載瞬態(tài)響應的方法
有多種測量負載瞬態(tài)響應的方法。在以下段落中將詳細描述每種方法。
使用與電阻串聯(lián)的MOSFET：此實現(xiàn)可能是本文中描述的最簡單的方法，涉及在三極管/有源區(qū)中與負載電阻串聯(lián)工作的MOSFET。負載電阻的電阻值將決定脈沖電流的高電平。可以用任意波形發(fā)生器或函數(shù)發(fā)生器為MOSFET的柵極提供脈沖。對于更寬松的規(guī)格（脈沖電流的壓擺率不是大問題），可以提供脈沖的任何定制電路都可以。值得注意的是，MOSFET開關必須在三極管區(qū)域內，否則它將表現(xiàn)出高阻抗（就像電流源一樣，這是飽和時的狀態(tài)）。
請記住，為了使三極管區(qū)域中的開關偏置，體-源極電壓必須處于地電位（可以反向偏置，但不能太大，因為閾值電壓也會增加），并且柵極-源極電壓必須更高。比漏極-源極電壓加上閾值電壓高。
圖1.負載瞬態(tài)測量中的NMOS電阻對（左）和PMOS電阻對（右）的設置
從圖1可以看出，NMOS位于地面附近，PMOS與VOUT端子相切。這并非偶然，因為這樣的配置使將柵極-源極電壓驅動至三極管區(qū)域變得更加容易。例如，如果將NMOS放置在負載電阻上方，則其漏極端子將高于地面。解決此問題的一種方法是將脈沖電路連接到NMOS漏極而不是接地，或者引入DC偏移。不幸的是，如果脈沖發(fā)生器是具有內置接地的儀器，則這是不可能的。
使用電子負載：市場上有很多電子負載可以滿足廣泛的測量要求。當然，每種儀器的質量都會隨著成本的降低而下降。但是，即使是最便宜的電子負載，其價格也無法與單個MOSFET和電阻器的價格競爭（出于業(yè)余愛好者的目的）。如果是這樣，那為什么還要在這里提及呢？好吧，我將其包括在內以供完成，以防萬一有人可以為這種工具掏出美元。
對于瞬態(tài)測量，可能需要一種支持開關的電子負載（僅此一項要求就將價格門檻設置得過高）。以GWINSTEK的PEL-3000系列電子負載為例。要執(zhí)行測量，請將儀器設置為“ CR”模式并設置適當?shù)碾娏鞣秶Ｕ垊毡乩斡浢總€范圍的相應壓擺率，以避免輸出電壓出現(xiàn)不必要的過沖（可在儀器的數(shù)據(jù)手冊中找到）。配置其他所需的其他設置（例如保護功能，以避免損壞DUT，軟啟動等），并確保接口的極性沒有接反。
使用在飽和區(qū)工作的功率MOSFET：這種方法是電子負載背后的基本原理，當在飽和條件下工作時，利用MOSFET的特性作為恒定電流源。這是最方便的，因為電流取決于柵極上施加的電壓，而不是外部電阻（更難設置）。挫折是MOSFET的功耗。由于沒有負載電阻，因此MOSFET承受著DUT的額定輸出電壓和負載電流容量的壓力，可以達到相當高的瓦數(shù)。因此，在這種情況下使用的MOSFET（與先前描述的方法相比）更加昂貴。對于脈沖負載，柵極上的高電平電壓必須足夠準確，以在MOSFET的漏極和源極之間驅動正確的高電平電流。所以，
LTSpice中的負載瞬態(tài)仿真
以下是針對USB Type-C的同步電流編程模式連續(xù)傳導模式（CPM-CCM）降壓-升壓轉換器的個人設計。
圖2.在LTSpice中繪制的CPM-CCM雙向USB Type-C轉換器
作為雙向功率轉換器，該電路以三種模式工作：正向降壓，正向升壓和反向降壓模式。電感器的精確模型設置為10 μH，并為合理的電流紋波而設計。MOSFET對根據(jù)工作模式而交替（四個不能同時切換）。提供了有關轉換器操作的全面說明，如下所示：
在點1處，作為5V降壓轉換器：為了作為降壓器工作，M1必須作為短路（三極管區(qū)域）工作，而M2必須作為開路（截止區(qū)域）工作。M3和M4必須設置占空比，以便將輸入電壓降低至5V。由于使用了NMOS對，因此M3需要U11（一種輔助低功率隔離式未穩(wěn)壓dc-dc轉換器）來輔助M7的柵極，該輔助轉換器有助于U7（此轉換器狀態(tài)的高端驅動器）。獲得所需占空比的粗略估計很簡單（只需對降壓使用常規(guī)公式即可），然后進行調整以滿足公差要求。
在點2處，作為20V升壓轉換器：為了使該轉換器作為升壓轉換器工作，M3必須是短路（三極管區(qū)域），而M4必須是開路（截止區(qū)域）。這次，M2和M1必須調整其占空比以產(chǎn)生20V輸出?？梢酝ㄟ^調高升壓的通用公式并進行校準以滿足公差范圍來繪制大致數(shù)字。
在點3處，作為5V反向降壓轉換器：在這種情況下，晶體管的狀態(tài)與點2相似。唯一調整的變量是占空比。同樣，可以使用降壓的通用公式來獲得合理的估算，然后進行精煉以滿足公差要求。
開關頻率設置為250kHz，高端和低端功率MOSFET之間的死區(qū)時間為100ns。兩個控制信號（control1和control2）均已用于控制四個功率MOSFET的開關時間。
CPM模塊的內部示意圖如下所示：
圖3.顯示的是USB Type-C電源轉換器的CPM模塊的內部示意圖
控制電壓進入“ vc”引腳，而感測到的電壓進入“ vs”引腳。理想的電壓源Varamp使用人工斜坡來提高穩(wěn)定性并降低失真。U1用作饋送到SR觸發(fā)器的比較器。最終輸出是“ PWM”端子上的脈寬調制信號。
為了測試此USB Type-C轉換器的負載瞬態(tài)響應，如下圖所示，將Rload從8.9歐姆（2.2A）脈沖到6.7歐姆。
圖4.通過LTSpice中的PWL功能獲得的負載瞬態(tài)響應
通過上一節(jié)中介紹的第三種方法可以獲得類似的結果。圖5提供了一個示例電路實現(xiàn)。比較器U16（LT1013）用作驅動Q1的500Hz弛張振蕩器。這將定義轉換器輸出處電流脈沖的時序。開關波形耦合到R22，并加到由R14的分壓器（Rtop和Rbot）決定的偏移量。U15被配置為反相放大器，因此在M5的柵極之前插入了另一個反相放大器U14。
圖5.上面顯示了一個用作動態(tài)負載的電路，其增益可以通過一對電位器進行調節(jié)
圖5所示電路的材料清單比起利潤豐厚的電子負載，對愛好者來說，是一個更具吸引力的選擇。零件可以從當?shù)氐碾娮由痰攴奖愕刭徺I。有些甚至可以從以前的項目中重復使用。因此，在測試電路設計的穩(wěn)定性時，請選擇本文所述的方法。
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