【導讀】數(shù)據采集系統(tǒng)(DAQ)在許多行業(yè)應用廣泛，例如研究、分析、設計驗證、制造和測試等。這些系統(tǒng)與各種傳感器接口，從而給前端設計帶來挑戰(zhàn)。必須考慮不同傳感器的靈敏度，例如，系統(tǒng)可能需要連接最大輸出為10 mV和靈敏度為微伏以下的負載傳感器，同時還要連接針對10 V輸出而預調理的傳感器。只有一個增益時，系統(tǒng)需要具有非常高的分辨率來檢測兩個輸入。即便如此，在最低輸入時信噪比(SNR)也會受影響。
在這些應用中，可編程增益儀表放大器(PGIA)是適合前端的解決方案，可適應各種傳感器接口的靈敏度，同時優(yōu)化SNR。集成PGIA可實現(xiàn)良好的直流和交流規(guī)格。本文討論各種集成PGIA及其優(yōu)勢。文中還會討論相關限制，以及為滿足特定要求而構建分立PGIA時應遵循的指導原則。
集成PGIA
ADI公司的產品系列中有許多集成PGIA。集成PGIA具有設計時間更短、尺寸更小的優(yōu)勢。數(shù)字可調增益通過內部精密電阻陣列實現(xiàn)。為了優(yōu)化增益、CMRR和失調，可以對這些電阻陣列進行片內調整，從而獲得良好的整體直流性能。還可以運用設計技巧來實現(xiàn)緊湊的IC布局，使寄生效應最小，并提供出色的匹配，產生良好的交流性能。由于這些優(yōu)點，如果有符合設計要求的PGIA，強烈建議選擇這樣的器件。表1列出了可用的集成PGIA以及一些關鍵規(guī)格。
表1. 可編程增益儀表放大器規(guī)格
PGIA的選擇取決于應用。AD825x由于具有快速建立時間和高壓擺率，在多路復用系統(tǒng)中非常有用。 AD8231 和 LTC6915采用零漂移架構，適用于需要在很寬溫度范圍內提供精度性能的系統(tǒng)。
還有許多器件集成多路復用器、PGIA和ADC以形成完整的DAQ解決方案。實例有 ADAS3022, ADAS3023 和 AD7124-8.
表2. DAQ系統(tǒng)規(guī)格
這些解決方案的選擇主要取決于輸入信號源的規(guī)格。AD7124-8針對需要極高精度的慢速應用而設計，例如溫度和壓力測量。ADAS3022和ADAS3023適用于相對較高帶寬的應用，例如過程控制或電力線監(jiān)控，但其功耗高于AD7124-8。
實現(xiàn)分立PGIA
一些系統(tǒng)可能有一兩個規(guī)格是上述集成器件無法滿足的。通常，若存在以下要求，則用戶需要利用分立器件構建自己的PGIA：
● 需要更高帶寬的多路復用系統(tǒng)，掃描速率非常高
● 超低功耗
● 系統(tǒng)需要定制的增益或衰減
● 高阻抗傳感器的低輸入偏置電流
● 極低噪聲
設計分立PGIA常用的方法之一是使用具有所需輸入特性的儀表放大器，例如低噪聲AD8421，并搭配一個多路復用器來切換增益電阻以改變增益。
圖1. AD8421和用于切換增益的多路復用器
在這種配置中，多路復用器的導通電阻實際上與增益電阻串聯(lián)。該導通電阻隨漏極上的電壓而改變，這就帶來一個問題。圖2取自 ADG1208 數(shù)據手冊，展示了這種關系。
圖2. ADG1208的導通電阻與漏極電壓的關系
導通電阻和增益電阻的串聯(lián)組合導致增益出現(xiàn)非線性誤差。這意味著增益將隨共模電壓而變化，這是很不好的。例如，AD8421需要1.1 kΩ的增益電阻以獲得10倍增益。對于ADG1208，當源極或漏極電壓改變±15 V時，導通電阻變化幅度高達40 Ω，由此產生的增益非線性誤差約為3%。若增益更大，該誤差將變得更加明顯，導通電阻甚至可能變得與增益電阻相當。
或者，可以使用低導通電阻的多路復用器來降低這種影響，但相應的代價是輸入電容會更高。表3通過比較ADG1208和ADG1408說明了這一點。
表3. 多路復用器中導通電阻與電容的權衡
開關的輸入電容會導致圖1所示配置產生另一個問題，因為任何給定三引腳運放儀表放大器上的RG引腳都對電容非常敏感。開關電容可能導致該電路出現(xiàn)峰化或不穩(wěn)定。更大的問題是RG引腳上的電容不平衡導致交流共模抑制比(CMRR)降低，而CMRR是儀表放大器的一項關鍵規(guī)格。圖3中的仿真圖顯示了AD8421的增益引腳上使用不同多路復用器時CMRR的降低情況。該圖清楚地表明，隨著電容的增加，CMRR降幅更大。
圖3. 使用不同開關得到的仿真CMRR
為了減小交流CMRR降幅，最好的解決方案是確保RG引腳具有相同的阻抗。這可以通過平衡電阻并將開關元件放置在兩個電阻之間來實現(xiàn)，如圖4所示。在這種情況下，由于開關兩端固有的電容不平衡，多路復用器不起作用。此外，由于多路復用器的漏極短接在一起，RG引腳的一側只能使用一個電阻，這仍然會導致不平衡。
圖4. 使用平衡配置的分立PGIA
在這種情況下，建議使用四通道SPST開關，例如 ADG5412F 。除了開關支持靈活地使用平衡電阻之外，漏極和源極的電容也是平衡的，CMRR降幅因此減小。圖5比較了AD8421的增益引腳上使用多路復用器與使用四通道SPST開關兩種情況下的交流CMRR。
圖5. SPST開關與多路復用器配置兩種情況下的CMRR仿真
ADG5412F還具有低導通電阻特性，其在漏極或源極電壓范圍內非常平坦，如圖6所示。在漏極或源極電壓范圍內，其額定最大值為1.1 Ω?；氐阶畛醯睦樱珹D8421的增益為10，增益電阻為1.1 kΩ，開關只會引入0.1%的增益非線性。盡管如此，仍有一個漂移分量，其在更高增益時會更加明顯。
圖6. ADG5412F的導通電阻與共模電壓的關系
為了消除開關的寄生電阻效應，可以使用不同架構的儀表放大器來實現(xiàn)任意增益。 AD8420 和 AD8237 采用間接電流反饋(ICF)架構，是要求低功耗和低帶寬的應用的出色選擇。在這種配置中，開關置于高阻抗檢測路徑中，因此增益不受開關導通電阻變化的影響。
圖7. 采用間接電流反饋的儀表放大器的分立PGIA
這些放大器的增益是通過外部電阻的比率來設置的，設置方式與同相放大器相同。這就為用戶提供了更大的靈活性，因為增益設置電阻可以根據設計要求來選擇。標準薄膜或金屬膜電阻的溫度系數(shù)可低至15 ppm/°C，相應的增益漂移要比使用單個外部電阻設置增益的標準儀表放大器更好，后者的片內和外部電阻之間的不匹配通常會將增益漂移限制在50 ppm/°C左右。為獲得最佳增益誤差和漂移性能，可以使用電阻網絡進行容差和溫度系數(shù)跟蹤。不過，這要以犧牲成本為代價，因此除非確有需要，否則應優(yōu)先選擇分立電阻。
另一種解決方案，也是提供最大靈活性的解決方案，是采用分立元件的三運放儀表放大器架構，如圖8所示，通過多路復用器切換增益電阻。與儀表放大器相比，運算放大器可供選擇的范圍要大得多，因此設計人員有更多選擇，這使他們能夠圍繞特定設計要求進行設計。濾波等特殊功能也可以內建于第一級中。第二級的差動放大器完善了這種架構。
圖8. 分立PGIA
輸入放大器的選擇直接取決于DAQ要求。例如，低功耗設計需要使用低靜態(tài)電流的放大器，而預期輸入端會有高阻抗傳感器的系統(tǒng)可以利用超低偏置電流的放大器來最大限度地減少誤差。應使用雙放大器以更好地跟蹤溫度。
可以注意到，當使用圖8所示配置時，開關的導通電阻也與放大器的高阻抗輸入串聯(lián)，因此它不會影響增益?；仡檶娮枧c開關輸入電容之間的權衡，由于對導通電阻的限制不復存在，所以設計可以選擇低輸入電容開關，例如 ADG1209。這樣，不穩(wěn)定性和交流CMRR降低得以避免。
與之前的設計一樣，增益精度和漂移將由電阻決定。可以選擇具有適當容差和漂移，符合應用設計要求的分立電阻。同樣，使用電阻網絡可以實現(xiàn)更高的精度、更好的容差和溫度跟蹤，不過成本會增加。
三運放儀表放大器的第二級負責抑制共模電壓。此級建議使用集成電阻網絡的差動放大器，以確保CMRR最佳。對于單端輸出和相對低帶寬的應用， AD8276 是一個不錯的選擇。如果需要差分輸出和更高帶寬，可以使用 AD8476。第二級的另一個選擇是使用。第二級的另一個選擇是使用 LT5400作為標準放大器周圍的增益設置電阻。這可能會占用更多 的電路板空間，但另一方面又給放大器的選擇提供了更大的靈活性，用戶可以圍繞特定設計要求進行更多設計。
應當注意的是，分立PGIA的布局需要小心。電路板布局的任何不平衡都會導致CMRR隨頻率而降低。
下表總結了每種方法的優(yōu)缺點：
表4. 可編程增益儀表放大器不同實現(xiàn)方法的比較
分立PGIA設計示例
圖9給出了一個針對特定設計規(guī)格而構建的分立PGIA示例。在這種設計中，所構建的PGIA應具有非常低的功耗。輸入緩沖器選擇LTC2063，其電源電流很低，最大值為2 μA。開關元件選擇 ADG659， 其電源電流很低，最大值為1 μA，輸入電容也很低。
選擇電路中的無源元件時也需要注意，須滿足低功耗要求。無源器件選擇不當會導致電流消耗增大，抵消使用低功耗元件的作用。在這種情況下，增益電阻需要足夠大，以免消耗太多電流。所選電阻值（用來提供1、2、5和10的增益）如圖9所示。
圖9. 低功耗PGIA設計
對于第二級差動放大器，LTC2063與LT5400四通道匹配電阻網絡（1 MΩ選項）一起使用。這確保了電流消耗最低，并且電阻的精確匹配保護了CMRR性能。
該電路采用5 V電源供電，并使用不同的共模電壓、差分輸入電壓和增益進行了評估。在基準電壓和輸入保持在中間電源電壓的最佳條件下，電路僅消耗4.8 μA的電流。
差分輸入變化時預計電流會有一定的增加，原因是電流會流過增益電阻，電流值等于|VOUT – VREF|/(2 MΩ||1 MΩ)。下面的圖10顯示了不同增益下消耗的電流。由于增益原因，數(shù)據是相對于輸出端測量。
圖10. 電源電流與輸出電壓的關系
將不同共模電壓施加于輸入時，電流預計也會增加。施加的電壓將導致電流流過第二級中的電阻，引起額外的電流消耗，其值等于|VCM – VREF|/1 MΩ。LT5400選擇1 MΩ電阻就是專門為了盡量減小這種電流。下面的圖11顯示了共模電壓對不同增益下的電流消耗的影響：
圖11. 電源電流與共模電壓的關系
還測量了關斷模式下電路的靜態(tài)電流。當所有器件關斷時，電路僅消耗180 nA的電流。這不會變化，即使共模電壓、基準電壓和差分輸入等變量發(fā)生變化，只要它們都保持在電源范圍內即可。所有器件都有關斷選項，以防需要進一步節(jié)省功耗以及用戶希望斷電再重啟。在便攜式電池供電的應用中，該電路非常有用；若非如此，利用集成PGIA是無法實現(xiàn)關鍵規(guī)格的。
結論
可編程增益儀表放大器是數(shù)據采集領域的關鍵器件，即使配合不同靈敏度的傳感器使用，也能實現(xiàn)良好的SNR性能。使用集成PGIA可縮短設計時間，提高前端的整體直流和交流性能。如果有符合要求的集成PGIA，設計中一般應優(yōu)先使用這樣的器件。但是，當系統(tǒng)要求的規(guī)格無法通過現(xiàn)有集成器件實現(xiàn)時，可以設計一個分立PGIA。通過遵循正確的設計建議，即使采用分立方法也可以實現(xiàn)最優(yōu)設計，并且可以評估各種實施方法以確定具體應用的最佳配置。
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