光伏逆變器的工作原理
1、全控型逆變器工作原理：為通常使用的單相輸出的全橋逆變主電路，交流元件采用IGBT管Q11、Q12、Q13、Q14。并由PWM脈寬調(diào)制控制IGBT管的導(dǎo)通或截止。
當(dāng)逆變器電路接上直流電源后，先由Q11、Q14導(dǎo)通，Q1、Q13截止，則電流由直流電源正極輸出，經(jīng)Q11、L或感、變壓器初級(jí)線(xiàn)圈圖1-2，到Q14回到電源負(fù)極。當(dāng)Q11、Q14截止后，Q12、Q13導(dǎo)通，電流從電源正極經(jīng)Q13、變壓器初級(jí)線(xiàn)圈2-1電感到Q12回到電源負(fù)極。此時(shí)，在變壓器初級(jí)線(xiàn)圈上，已形成正負(fù)交變方波，利用高頻PWM控制，兩對(duì)IGBT管交替重復(fù)，在變壓器上產(chǎn)生交流電壓。由于LC交流濾波器作用，使輸出端形成正弦波交流電壓。
當(dāng)Q11、Q14關(guān)斷時(shí)，為了釋放儲(chǔ)存能量，在IGBT處并聯(lián)二級(jí)管D11、D12，使能量返回到直流電源中去。
2、半控型逆變器工作原理：半控型逆變器采用晶閘管元件。Th1、Th2為交替工作的晶閘管，設(shè)Th1先觸發(fā)導(dǎo)通，則電流通過(guò)變壓器流經(jīng)Th1，同時(shí)由于變壓器的感應(yīng)作用，換向電容器C被充電到大的2倍的電源電壓。按著Th2被觸發(fā)導(dǎo)通，因Th2的陽(yáng)極加反向偏壓，Th1截止，返回阻斷狀態(tài)。這樣，Th1與Th2換流，然后電容器C又反極性充電。如此交替觸發(fā)晶閘管，電流交替流向變壓器的初級(jí)，在變壓器的次級(jí)得到交流電。
在電路中，電感L可以限制換向電容C的放電電流，延長(zhǎng)放電時(shí)間，保證電路關(guān)斷時(shí)間大于晶閘管的關(guān)斷時(shí)間，而不需容量很大的電容器。D1和D2是2只反饋二極管，可將電感L中的能量釋放，將換向剩余的能量送回電源，完成能量的反饋?zhàn)饔谩?/div>
微逆變器及其核心磁元件
太陽(yáng)能組件因安裝的位置、烏云狀況、周?chē)鷺?shù)葉等陰影的覆蓋等因素的影響，各個(gè)組件產(chǎn)生的電力會(huì)出現(xiàn)不同程度的離散。如果把它們都串并聯(lián)在一起，就會(huì)出現(xiàn)猶如新舊電池組合使用的不良效果。一般電池面積的2~3%被陰影覆蓋時(shí)，總的發(fā)電量常常會(huì)出現(xiàn)高達(dá)20%的下降，嚴(yán)重影響了整個(gè)系統(tǒng)的發(fā)電效能。為此，微逆變器專(zhuān)門(mén)對(duì)單一的電池組件進(jìn)行獨(dú)立并網(wǎng)發(fā)電，可以最大限度地避免這一問(wèn)題，此方案一經(jīng)問(wèn)世便廣受青睞。但一個(gè)家庭電力，往往需要十幾個(gè)或更多這樣的獨(dú)立逆變單元，因此該逆變器能否實(shí)現(xiàn)高效率低成本化就成為影響該系統(tǒng)廣泛應(yīng)用的重要制約因素。
Fig1、2所示微逆變器是比較典型的兩種并網(wǎng)發(fā)電拓?fù)洹ig1中首先采用兩個(gè)交錯(cuò)式臨界工作方式的升壓反激式變壓器，將其占空比按照正弦波半波規(guī)律，通過(guò)單級(jí)電路的電力的正弦化、隔離升壓和MPPT（MaximumPowerPointTracker）控制濾波，然后再全橋半波工頻換相濾波，高效地實(shí)現(xiàn)了低壓直流的直接并網(wǎng)發(fā)電。這是目前最具有潛力的微逆變器工作方式之一。Fig2則是通過(guò)全橋隔離升壓、濾波，再進(jìn)行全橋逆變?yōu)V波并網(wǎng)的常規(guī)方式。這種方式的明顯缺點(diǎn)就是需要較多的磁元件，且高頻開(kāi)關(guān)器件過(guò)多，成本和效率方面優(yōu)勢(shì)不足，且電路為了簡(jiǎn)化，無(wú)一例外地采用了硬開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)，這樣隔離主變壓器的漏感要非常小，一般不得不采用多層電路板扁平變壓器結(jié)構(gòu)，使得其寄生電容大，成本高，EMI也比較難處理。
對(duì)于主流的CRMInterleave拓?fù)?，核心磁元件有兩種，反激電源變壓器和交流濾波電感ACL。對(duì)于反激電源變壓器FBT（FlybackTransformer），由于其工作在臨界模式的數(shù)百kHz的工作頻率，因此此類(lèi)變壓器的設(shè)計(jì)必須遵循如下原則：
1）采用高Bs、高頻低Pcv損耗的鐵氧體磁芯；
2）為了降低變壓器的損耗，需要采用大有效截面、低磁路長(zhǎng)度的設(shè)計(jì)來(lái)控制磁損耗，常用的磁芯有PQ、RM等薄型或是定制化的優(yōu)化形狀的產(chǎn)品；
3）最大限度控制變壓器漏感，采用良好耦合的繞線(xiàn)構(gòu)造；
4）繞線(xiàn)內(nèi)阻盡可能小，同時(shí)還必須注意集膚效應(yīng)及氣隙漏磁造成的銅線(xiàn)渦流損耗
對(duì)于微逆變器后級(jí)濾波的ACL，由于其紋波電流相對(duì)較小，一般采用高直流偏置、高頻特性較好的Highflux或性?xún)r(jià)比更好的NPF環(huán)形鐵硅材料。
住宅型PV逆變器及其核心磁元件
目前廣泛采用的非隔離并網(wǎng)住宅型光伏逆變器，其功率基本上為1.5 KW ~ 6 KW左右。為了實(shí)現(xiàn)高的性?xún)r(jià)比，并最大限度地提高轉(zhuǎn)換效率，業(yè)界甚至采用了SiC半導(dǎo)體、H5拓?fù)洹?電平拓?fù)涞雀鞣N新式技術(shù)，但其最基本的拓?fù)洳煌夂鯃D3、4兩種：
形成這種特點(diǎn)的主要原因，基本上是出于逆變器以及發(fā)電系統(tǒng)的成本和效率考慮：
1）單機(jī)功率比較?。?.5~3 kW）的PV，一般采用單一Boost的MPPT控制；
2）單機(jī)容量超過(guò)4 kW的PV，則往往采用雙Boost雙MPPT控制方式；
3）對(duì)于一些復(fù)雜系統(tǒng)，特別是像日本市場(chǎng)的產(chǎn)品，為適合其國(guó)情，往往在PV逆變器的前端會(huì)采用多個(gè)MPPT的直流升壓，而后端卻只有單Boost進(jìn)行MPPT控制。
住宅型PV中影響整機(jī)效率的被動(dòng)元件除了EMI濾波器外，上圖中Boost電感和交流濾波電感ACL更因其成本高、效率影響大而成了關(guān)鍵核心磁元件。
另外，薄膜型太陽(yáng)能電池的大量導(dǎo)入，薄膜型太陽(yáng)能電池結(jié)構(gòu)存在較大的寄生電容。因此，為了避免因容性漏電而造成的安全問(wèn)題，這樣的發(fā)電系統(tǒng)還常常采用隔離型的PV逆變。這一方式的一個(gè)重要特征是需要采用高頻反激變壓器在Boost電路里實(shí)現(xiàn)高頻隔離，或是在Boost之后，再通過(guò)LLC諧振或全橋移相零電壓開(kāi)關(guān)（FB-ZVS）拓?fù)鋪?lái)實(shí)現(xiàn)高頻的電氣隔離。這樣，高效大功率的反激變壓器、LLC諧振電感和FB-ZVS諧振電感的技術(shù)也成了該類(lèi)產(chǎn)品重要的核心磁元件。
商用中功率PV逆變器及其核心磁元件
商用中功率PV逆變器輸出功率較大，一般單機(jī)容量在10~50 kW，和住宅型PV類(lèi)似，工作頻率大多為16~20 kHz。其最明顯的特點(diǎn)是輸出為三相交流，然后再通過(guò)3相交流變壓器實(shí)現(xiàn)隔離升壓、并網(wǎng)發(fā)電，其典型拓?fù)淙鏔ig5所示。作為濾波用的ACL，則既可以采用3只相同的濾波電感分別濾波，也可以通過(guò)3相平衡的耦合電感來(lái)提高系統(tǒng)的性?xún)r(jià)比。
除日本市場(chǎng)以外，作為住宅型非隔離PV逆變器和商用中功率逆變器中的重要核心磁元件的電感，絕大部分采用非晶類(lèi)磁材。非晶類(lèi)磁材以其極高的Bs和很好的直流偏置特性，特別適宜于制作大感量的電感。為了進(jìn)一步提供效率，歐洲廠商也研發(fā)了多種的鐵硅類(lèi)環(huán)形和罐型電感產(chǎn)品。
集中發(fā)電站PV逆變器及其核心磁元件
對(duì)于超大面積發(fā)電站式的光伏應(yīng)用，一般均采用比較高的光伏電壓，直接逆變成交流電，通過(guò)大功率工頻隔離升壓變壓器實(shí)現(xiàn)隔離并網(wǎng)發(fā)電。其代表拓?fù)淙鐖D6所示。
由于該類(lèi)產(chǎn)品單機(jī)容量大，受到大功率IGBT和高效大功率濾波電感等元件技術(shù)的制約，目前國(guó)內(nèi)的產(chǎn)品基本上尚處于2~4 kHz的工作頻率；單機(jī)容量為250~500 kW的功率等級(jí)，國(guó)際上目前已在9~10 kHz頻率上實(shí)現(xiàn)了量產(chǎn)化。
對(duì)Boost電感的要求及其解決方案
采用Boost電路的PV逆變器，其功率從1.5 kW~30 kW不等，一般覆蓋了住宅用和商用中功率逆變器的各個(gè)等級(jí)，該電感的效率的高低，直接決定了逆變器的整機(jī)性能。這樣的電感設(shè)計(jì)需要盡可能地減小鐵損和銅損。為了實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)，簡(jiǎn)單的方法就是使用非晶類(lèi)磁性材料，在保持一定的電感量的情況下盡量降低銅線(xiàn)的內(nèi)阻，其結(jié)果是因用銅量的增加，導(dǎo)致了昂貴的成本。
鑒于Boost升壓電感的工作頻率基于16 kHz~20 kHz的特點(diǎn)，電感線(xiàn)圈中的損耗除了直流內(nèi)阻損耗外，交流高頻損耗占有很大的比例。
銅損包含下列四個(gè)方面：
1）有效值電流流經(jīng)直流內(nèi)阻的低頻直流損耗；
2）高頻交流分量引起的導(dǎo)線(xiàn)集膚效應(yīng)產(chǎn)生的高頻交流損耗；
3）繞組層間由于高頻電流集膚效應(yīng)作用引起的接近效果高頻損耗；
4）氣隙漏磁經(jīng)過(guò)導(dǎo)體形成的渦流損耗
鐵損則主要由磁性材質(zhì)的特性所決定。為了減少鐵損，必須優(yōu)化選取高頻損耗特性好的材料。磁性材料的損耗優(yōu)劣關(guān)系：鐵氧體《非晶《鐵硅鋁《鐵硅《純鐵粉芯。
非晶材料以其極高的抗飽和特性（Bs》1.5T）且高頻損耗優(yōu)于鐵硅鋁的特點(diǎn)，本應(yīng)是最好的選擇，但非晶磁致伸縮系數(shù)非常大，常常伴隨較大的噪音；同時(shí)，雖然非晶采用厚度為20多μm的帶材加工而成，帶材的渦流損耗非常小，而作為電感磁材料使用時(shí)，由于需要開(kāi)氣隙而不得不切開(kāi)端面，造成了端面層間的短路。當(dāng)較高的ΔB變化（電感大紋波）出現(xiàn)時(shí)，磁芯被切開(kāi)的端面會(huì)出現(xiàn)大的渦流損耗，其實(shí)際結(jié)果是磁芯損耗反而遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于鐵硅鋁材料的相同ΔB變化下的損耗。由此可見(jiàn)，作為升壓電感的磁性材料，非晶不一定是最好的選擇。
眾所周知，開(kāi)關(guān)電源高頻化最重要的目的就是通過(guò)工作頻率的高頻化，使得電路中的儲(chǔ)能和換能被動(dòng)元件盡可能地減小，以到達(dá)高效率、低成本、小體積、快響應(yīng)等目的。所以，在保障性能和不增加額外成本的情況下，最大限度地采用盡可能小的電感量，是PV逆變器對(duì)Boost電感設(shè)計(jì)的基本要求和技術(shù)發(fā)展趨勢(shì)。
然而，在不改變頻率的情況下，減小電感量，雖然可以大幅降低成本，但此時(shí)的紋波電流也隨之加大，磁性材料內(nèi)部的ΔB的增加，除了明顯增加了非晶的磁芯損耗外，非晶氣隙中的漏磁成分的大幅增加，還直接導(dǎo)致周邊銅繞線(xiàn)的渦流效應(yīng)（感應(yīng)加熱原理）。因此，在使用非晶設(shè)計(jì)時(shí)，為回避這一問(wèn)題，不得不靠盡量提高電感量，減小電流紋波來(lái)減輕這一負(fù)擔(dān)，其結(jié)果，為提高效率不得不增大電感同時(shí)壓低內(nèi)阻而使用大量銅材，這是非晶不利于小電感量應(yīng)用的根本原因。
為了應(yīng)對(duì)這一問(wèn)題，一個(gè)非常好的方法就是采用鐵氧體+鐵硅鋁等方法（或高性能鐵硅NPF材料），通過(guò)混合磁路（Hybrid Magnetics）技術(shù)，根據(jù)光伏Boost電流的工作特點(diǎn)，揚(yáng)長(zhǎng)避短，做到既降低了電感量（小體積、低成本要求），又顯著改善電感的損耗。
面向歐美的光伏逆變器，必須最大限度地改善歐洲效率ηEURO和加州能源效率ηCEC，歐效和CEC綜合效率均為電源的不同負(fù)荷情況下的綜合效率，它們的換算方法如下：
ηEURO=0.03×η5%+0.06×η10%+0.13×η20%+0.1×η30%+0.48×η50%+0.2×η100%ηCEC=0.04×η10%+0.05×η20%+0.12×η30%+0.21×η50%+0.53×η75%+0.05×η100%
從中可知，要顯著提高其綜合效率，就必須最大限度地控制好較輕負(fù)荷時(shí)的功率損耗。利用混合磁路中不同磁材的特性，通過(guò)對(duì)其磁路長(zhǎng)度、磁阻及繞線(xiàn)匝數(shù)等影響電感特性的諸要素進(jìn)行優(yōu)化調(diào)節(jié)，使之符合圖7所示的L-I直流電感偏置特性，從而可實(shí)現(xiàn)歐效改善與低成本設(shè)計(jì)的兼顧。
Fig7左圖展示出了Hybrid Magnetics新型電感的L-I特性，其突出特點(diǎn)就是在額定負(fù)載時(shí)，通過(guò)降低額定電感量，人為加大電路中的電流紋波（利用光伏逆變器輸入端的大容量電容“過(guò)剩”的高頻大紋波能力資源），來(lái)完成低內(nèi)阻且少用銅的設(shè)計(jì)。另外，當(dāng)負(fù)載逐漸減輕時(shí)，電感量會(huì)隨之大幅提升，使得此時(shí)的磁芯內(nèi)部的ΔB明顯下降。這樣，一方面減少了鐵損，另一方面局部的微小氣隙處的漏磁也會(huì)大幅減輕，使渦流影響極小。另外，隨著電感量的迅速提升，電感中的高頻電流紋波大幅下降，進(jìn)一步降低了電感電流的有效值和電流的高頻分量，從而使得線(xiàn)圈的直流損耗、集膚效應(yīng)、接近效應(yīng)等明顯改善。實(shí)踐證明，這樣的設(shè)計(jì)可以使逆變器的整機(jī)效率，從極輕負(fù)載開(kāi)始就處于高效，直至滿(mǎn)載，個(gè)別情況下，較輕負(fù)荷的效率還可能在很寬的一個(gè)范圍內(nèi)高于滿(mǎn)載效率。Fig7右圖顯示負(fù)載下降時(shí)，電感的紋波電流也明顯下降。
Hybrid Magnetics技術(shù)的一個(gè)基本手法，就是在繞組內(nèi)部使用有利于產(chǎn)生電感量和直流偏置特性的高性能鐵硅或鐵硅鋁材料，而在繞組之外，則盡量使用20 kHz頻率下磁芯損耗幾乎可以忽略不計(jì)的高性能鐵氧體材料，來(lái)盡可能地縮短非繞線(xiàn)部的磁路長(zhǎng)度和減小磁阻，同時(shí)避免因空氣氣隙處的漏磁而產(chǎn)生的導(dǎo)線(xiàn)的渦流損耗。通過(guò)這一手法，可以在比原來(lái)非晶型電感量小30~50%的條件下，使得一臺(tái)5kW的光伏逆變器整機(jī)效率提高0.5~0.7%以上（即滿(mǎn)功率時(shí)減少30W左右的電感發(fā)熱）。
對(duì)于功率大的PV逆變器，因其常常采用雙Boost的結(jié)構(gòu)，為此若進(jìn)一步引入2合一式的磁集成（Integrated Magnetics）技術(shù)，還可以進(jìn)一步提高效率，降低成本。
如圖8所示，磁集成電抗器是由兩個(gè)獨(dú)立的電感線(xiàn)圈，分別繞制在磁芯的兩個(gè)臂上，再通過(guò)其中公用的中間磁路形成磁集成的工作原理。兩線(xiàn)圈中流過(guò)圖示方向的電流時(shí)，兩線(xiàn)圈所產(chǎn)生的磁束，會(huì)在中間公共部分磁芯里進(jìn)行磁通量抵消，甚至為零。如果在同一時(shí)刻流過(guò)線(xiàn)圈的電流值相接近時(shí)，磁芯公共部分的磁通可互相抵消，即便磁芯的有效截面積小，因其總磁通量很小，此處的磁場(chǎng)強(qiáng)度B也會(huì)很低。由于兩臂的有效截面和中心柱的有效截面積之比被設(shè)計(jì)在1：0.9，中心柱磁芯也遠(yuǎn)不會(huì)飽和。
圖9為該電感在上述條件下，讓左邊線(xiàn)圈電流最大，使磁芯接近飽和的仿真結(jié)果。從圖中可以明顯看出，即便兩邊的磁芯接近飽和，中間公共部分磁芯的截面雖小，卻仍遠(yuǎn)離飽和。此時(shí)磁芯即便是處于高頻工作狀態(tài)，中間磁芯柱上的ΔB非常小，這部分磁芯的損耗自然也很低。
對(duì)交流濾波電感的要求及其解決方案
光伏逆變器的濾波電感的根本作用在于通過(guò)電感的儲(chǔ)能和續(xù)流，通過(guò)LC網(wǎng)絡(luò)，將輸入端的正弦波脈寬調(diào)制方波進(jìn)行平滑，使電路的輸出端濾波電容器兩側(cè)得到標(biāo)準(zhǔn)平滑的正弦電壓波形。由于逆變器并網(wǎng)采用電流型控制模式，客觀上逆變器必須向電網(wǎng)輸出符合高次諧波法規(guī)的電流波形。逆變器的載波頻率為20 kHz左右，即便是大型發(fā)電站式光伏逆變器的載波頻率，也遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于50 Hz的39次諧波（1950 Hz），因此，實(shí)質(zhì)上載波頻率的紋波并不會(huì)明顯影響高次諧波分量。也就是說(shuō)，即便輸出濾波器中的濾波電感量很小，只要控制得當(dāng)，調(diào)節(jié)好閉環(huán)電流控制參數(shù)，并網(wǎng)時(shí)電流的高次諧波分量是不會(huì)太差的。然而實(shí)際情況似乎并不是如此，大多數(shù)情況下，在濾波電感量比較小時(shí)，往往會(huì)發(fā)現(xiàn)高次諧波分量也比較高。其主要原因是，當(dāng)輸出濾波器的感量偏低時(shí)，特別是當(dāng)電感量隨著電流的增長(zhǎng)，出現(xiàn)感量大幅下降時(shí)，由于感量不是固定的常數(shù)，閉環(huán)傳遞函數(shù)也不同；不注意的話(huà)小電感值有時(shí)還會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)采樣誤差、交流過(guò)零判別的不準(zhǔn)確?？刂葡到y(tǒng)的閉環(huán)參數(shù)不匹配時(shí)，容易發(fā)生系統(tǒng)的振蕩，從而出現(xiàn)了較差的高次諧波。此時(shí)，電流波形的失真，常常還會(huì)伴隨出現(xiàn)比較大的音頻噪音。
解決這一問(wèn)題有兩個(gè)截然不同的方法：
方法1：盡量提高濾波電感量，并盡量使電感保持一個(gè)固定值，使之不隨電流大小改變而改變。這種辦法的缺點(diǎn)是大幅增大了電感成本。目前中小功率光伏逆變器中廣泛采用的大容量非晶電感和大型發(fā)電站式逆變器中的硅鋼片類(lèi)的電感均為這樣的考慮；
方法2：采用高性能低損耗、具有較大斜降特性的新型電感，通過(guò)調(diào)整閉環(huán)控制模型，優(yōu)化控制參量，使系統(tǒng)適應(yīng)高頻化、小感量的設(shè)計(jì)。通過(guò)提高系統(tǒng)的軟件控制水平，來(lái)取得更好的產(chǎn)品性?xún)r(jià)比，以提高產(chǎn)品技術(shù)核心競(jìng)爭(zhēng)力。這一方法雖然難度較高，但符合電源技術(shù)的發(fā)展方向。
對(duì)于這種新型高效電感的設(shè)計(jì)，和Boost電感設(shè)計(jì)要求一樣，要求該電感在大紋波電流工作時(shí)，保持極佳的效率。由于其電感量可以設(shè)計(jì)成比較小的感值，即使要求直流內(nèi)阻較低，用銅量也能得到大幅的控制。對(duì)于磁性材料中的ΔB磁場(chǎng)變化率大的問(wèn)題，同樣地采用Hybrid Magnetics技術(shù)，可以控制磁性的損耗、減少漏磁的存在，達(dá)到很少的用銅量也能保持很低的內(nèi)阻的目的。
鑒于單相、3相交流線(xiàn)路上分別需要2個(gè)和3個(gè)相同感量的濾波電感，為了進(jìn)一步減小體積，提高磁性材料的利用率，還可以采用單相耦合式和3相耦合式電感設(shè)計(jì)的方案。
此外，對(duì)于大功率應(yīng)用，無(wú)論是Boost電感還是濾波電感，因其電感量偏小，電流紋波大的特點(diǎn)，繞線(xiàn)的高頻集膚效應(yīng)和層間的接近效應(yīng)也會(huì)比較明顯，為此可采用長(zhǎng)寬比大的方形扁銅線(xiàn)進(jìn)行立式繞制，最大限度改善其高頻損耗。
隔離型PV逆變器中的重要磁元件
隔離型光伏逆變器，由于增加了電氣隔離電路和元件，整機(jī)效率會(huì)有所下降，因此除了采用高效率的電路拓?fù)洌ㄈ鏛LC諧振、FB-ZVS移相全橋、有源鉗位反激電路等）外，其中高頻隔離變壓器、高效諧振電感的設(shè)計(jì)，也起著關(guān)鍵的作用。
對(duì)于采用有源鉗位反激拓?fù)涞母綦x大功率變壓器的設(shè)計(jì)，變壓器的低損耗設(shè)計(jì)極為關(guān)鍵。對(duì)于接近20 kHz或更高的工作頻率，磁芯元件必須是高頻損耗極好的高性能鐵氧體磁芯。而反激變壓器實(shí)質(zhì)上是一個(gè)儲(chǔ)能電感，需要很大的氣隙進(jìn)行能量的存儲(chǔ)，為此設(shè)計(jì)這類(lèi)的變壓器時(shí)必須要遵循下列原則：
1）采取類(lèi)似圖10所示的多段均勻氣隙以減小磁芯的漏磁；
2）采用合適線(xiàn)徑的多股漆包線(xiàn)繞制以盡可能減小銅線(xiàn)的渦流損耗和集膚效應(yīng)；
3）采用有利于減輕漏感和繞組接近效應(yīng)的繞線(xiàn)結(jié)構(gòu)
對(duì)于LCC諧振和FB-ZVS移相全橋的電路拓?fù)?，較好的設(shè)計(jì)手法是在隔離型功率變壓器設(shè)計(jì)時(shí)，盡可能地較少漏感的存在，以提高變壓器的效率，改善其生產(chǎn)工藝性；而把需要的諧振電感量外置，使用高效獨(dú)立的專(zhuān)用諧振電感來(lái)達(dá)到控制成本提高整機(jī)效率的目的。此外，由于LLC電路和FB-ZVS電路的工作模式大不相同，因此在設(shè)計(jì)LLC諧振電感和FB-ZVS諧振電感式時(shí)，應(yīng)考慮到其不同的損耗模型而進(jìn)行不同的設(shè)計(jì)側(cè)重，一般即便是同樣功率同樣電感量的產(chǎn)品，因其損耗模型不同，也不好互換使用。
光伏電感的電磁兼容性問(wèn)題
在光伏逆變器中作為儲(chǔ)能元件的Boost電感以及作為濾波用的AC電感，一個(gè)共同的特點(diǎn)就是其電感的一端必然和功率半導(dǎo)體的高壓開(kāi)關(guān)相連接。為了降低逆變器的開(kāi)關(guān)損耗，除了采用過(guò)零軟開(kāi)關(guān)技術(shù)以外，普遍的辦法就是盡量提高功率器件的驅(qū)動(dòng)開(kāi)通和驅(qū)動(dòng)關(guān)閉的速度。這樣，電感的這一端不可避免地出現(xiàn)了極高的dV/dt的電壓變化。由于結(jié)構(gòu)上的原因，電感繞線(xiàn)的每相鄰匝間、層間等各個(gè)部位實(shí)際上分布了復(fù)雜的寄生電容和匝間結(jié)合漏磁造成的漏感，這些微小的電容和電感一起形成了一個(gè)非常復(fù)雜的LCR網(wǎng)絡(luò)，當(dāng)電感的一端受到強(qiáng)烈的階躍電壓激勵(lì)時(shí)，電感內(nèi)部形成了復(fù)雜的高頻衰減諧振，其頻率一般會(huì)分布在十幾MHz~數(shù)百M(fèi)Hz的頻帶范圍，并具有一定的振蕩能量，這是光伏逆變器EMI的另一個(gè)重要干擾源。
為了消除其影響，被動(dòng)的方法是，不得不在輸入輸出濾波回路中采用非常昂貴的共模濾波器，并由于共模濾波器要達(dá)到足夠的感量，從而使用了大量的銅繞線(xiàn)，進(jìn)一步增加了成本，降低了效率。
鑒于上述原因，在設(shè)計(jì)光伏Boost電感、AC濾波電感、隔離型高頻功率反激變壓器時(shí)，優(yōu)化電感的結(jié)構(gòu)、減輕其高頻振蕩源，將是高性能光伏電感必不可缺的要求。
圖11（a）為目前廣為采用的C型非晶材料繞制的3 kW單Boost電感的額定功率時(shí)的典型工作電流波形。在Boost開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)，電感電流出現(xiàn)了比較嚴(yán)重的高頻振蕩，其振蕩頻率成分也比較豐富，約在20~30 MHz寬帶上；Fig11（b）為采用數(shù)只φ47的鐵硅鋁磁環(huán)繞制的3 kW單Boost電感的波形，同樣圖中顯示出10 MHz左右的高頻衰減振蕩；Fig11（C）則為采用了優(yōu)化結(jié)構(gòu)和相關(guān)設(shè)計(jì)工藝規(guī)范的Spike Blocker TM技術(shù)后，使用Hybrid Magnetics混合磁路設(shè)計(jì)的新型高效能電感的實(shí)測(cè)波形（這些測(cè)試均基于相同設(shè)備、相同輸入輸出電壓、功率、工作頻率條件），由此可見(jiàn)，關(guān)注電感的EMC設(shè)計(jì)工藝規(guī)范具有十分重要的意義。
光伏逆變器電感的技術(shù)發(fā)展趨勢(shì)
光伏逆變器中的電感，無(wú)論就其成本和效率影響來(lái)看，均在逆變器元件中占據(jù)著舉足輕重的地位，電感技術(shù)的進(jìn)步將極大地推動(dòng)光伏技術(shù)的發(fā)展。
從微逆變器到發(fā)電站光伏逆變器，一個(gè)先進(jìn)的光伏電感設(shè)計(jì)，應(yīng)當(dāng)是在充分理解和結(jié)合光伏逆變器電路工作原理及特點(diǎn)的基礎(chǔ)上，充分發(fā)揮材料界可量產(chǎn)化的各種磁材料的優(yōu)點(diǎn)，融合當(dāng)今電力電子領(lǐng)域有關(guān)磁集成及混合磁路等技術(shù)，同時(shí)還須關(guān)注電磁兼容相兼顧的先進(jìn)工藝和產(chǎn)品設(shè)計(jì)理念。
電力電子技術(shù)發(fā)展的一個(gè)重要方向是通過(guò)新材料、新元器件、電路拓?fù)浼夹g(shù)、數(shù)字化技術(shù)、仿真控制技術(shù)等的不斷發(fā)展，實(shí)現(xiàn)電力變換的高性能、低成本化。而表征這一進(jìn)程的就是電源開(kāi)關(guān)頻率的高頻化。因此，電感元件的小電感量化應(yīng)用趨向、高頻化、大紋波時(shí)也能保持低損耗的技術(shù)，將成為推動(dòng)這一進(jìn)程的重要力量。
可以預(yù)見(jiàn)，隨著這些電感技術(shù)的發(fā)展，1.5~50 kW中小功率光伏逆變器、250~500 kW的大型發(fā)電站集中式單機(jī)光伏系統(tǒng)，將以更高的性能、更低的成本，分別從20 kHz向50 kHz、從3~4 kHz向10 kHz以上頻率的切換的步伐會(huì)越來(lái)越快。
