【導讀】本文將透露世界首款K波段數(shù)據(jù)轉換器EV12DS460A背后的設計秘密，介紹為了提高性能和規(guī)避CMOS設計限制而引入的超高速制程。同時本文也將解釋，緊湊的單核心數(shù)據(jù)轉換器核心配合仔細斟酌的設計如何讓EV12DS460A的性能有突破性提高。最后，您可以看到布線和電路簡化的細微差別是設計時應考慮的重要因素。
概述
微波系統(tǒng)設計師一直在追求更高的性能和更高的工作帶寬。簡化設計和降低功耗、尺寸、重量同樣是需考慮的問題。UWB數(shù)據(jù)轉換器能極大地簡化多通道傳輸系統(tǒng)的設計（如果您對此不了解，請訪問這里）。多年來，利用上述特性開發(fā)的器件不可勝數(shù)。但是，沒有任何一款器件有最新的數(shù)字模擬轉換器(DAC) EV12DS460的性能。事實上，這款新型的DAC的帶寬能跨越高達微波K波段 26.5GHz的巨大頻譜范圍。
在去年的歐洲微波IC會議上涌現(xiàn)了一些關于單片微波IC (MMIC) 的初步想法。早期的技術信息表明這樣的產(chǎn)品能達到X波段（8到12GHz)的性能。隨后，詳細的寬帶測試表明這款DAC的性能遠不止如此。這款器件能工作在8個奈奎斯特區(qū)域，底噪極低，雜散極少。
這款器件使人們窺見未來軟件定義微波系統(tǒng)(SDeMS)成為現(xiàn)實的可能性。但是要實現(xiàn)這一目的，有兩個重要的問題需回答：
1.使用什么技術達到如此高的性能？
2.這款DAC的測試結果如何？
本文將展示如何通過規(guī)避CMOS的設計限制和引入新的超高速制程實現(xiàn)強大的轉換能力，以及如何使用緊湊的單核數(shù)字轉換器配合仔細斟酌的電路設計實現(xiàn)性能的突破。您將看到布線和電路簡化的細微差別是設計時應考慮的重要因素。首先，讓我們看看高層級架構的選擇。
高層級設計
決定性能的兩個要素分別是：
1.基本架構
2.處理技術的速度
絕大多數(shù)的高速DAC使用時間交錯的多個核心來提高采樣率。但是，這種方案在還原輸出信號時會遇到問題，難以避免產(chǎn)生信號雜散和由此導致的性能下降。我們沒有使用交織DAC的方式，因為其SFDR性能很差。我們使用分割式架構設計這款DAC。
分割式設計
基本的DAC設計，可簡單理解成一系列的二進制權重電流源被連接到一個加法放大器。每個“2次方”的元素使能與否取決于相關的比特位置。這種設計的優(yōu)點在于實現(xiàn)簡單，只需有限的元素（每個比特1個）。實際上，要線性放大超過8比特的源的難度極大。
從架構上來說，有一個簡單的方法實現(xiàn)單核心設計。通過采用一種混合式分割設計（如圖1），分立的DAC把轉換任務分成一個m比特的編碼單元和一個2級(n-m)比特二進制權重單元，處理LSB精度。編碼過程需要一些時間延遲，在此之后上述兩個單元的輸出被綜合成最終的多比特轉換結果。
圖1: EV12DS460A的混合式分割DAC架構
如上文所述，要實現(xiàn)超過8bit的線性度難度極大，但是通過把多個比特的轉換分割成MSB和LSB單元，則能夠大大降低核心的復雜度。通過仔細的設計，可以從同一個開關、電阻和電流源建立編碼單元和二進制權重單元。
簡單的單核心設計
任何轉換器設計的起點是保證優(yōu)秀的靜態(tài)精度。在混合式分割設計中，精度由二進制權重LSB單元的誤差決定。
設計的目標是提高SFDR并且規(guī)避校準的操作，達到優(yōu)于0.5LSB的性能。需考慮如下三點數(shù)據(jù)轉換器配置：
1.2比特編碼器（3段）加10比特權重段 = 13段
2.3比特編碼器（7段）加9比特權重段 = 16段
3.4比特編碼器（15段）加8比特權重段 = 23段
初步分析表明配置1是最佳的選擇；它的段數(shù)最少，因此核心區(qū)域最小。但是，它的靜態(tài)精度較差。要理解這一點，請考慮12比特量化器能輸出滿福1V峰峰值，表明LSB量化電壓是244 µV (1Vp-p/4096)。模擬實驗表明9比特權重段的匹配是125 µV。這比12比特0.5LSB的性能好兩倍，保證單片DAC的工作。但是，因為權重選項是10比特，無法進一步提高匹配的性能，125 µV是物理性能的極限，所以選項1是不可取的。模擬實驗也表明選項3不可取，因為其對時鐘緩沖的動態(tài)載荷過大。
處理技術
規(guī)避CMOS制程限制的設計使得轉換路徑更容易實現(xiàn)。這種方案利用Infineon1異質(zhì)結硅鍺碳雙極型工藝實現(xiàn)較高的原始速度。通過引入NPN雙極型晶體管內(nèi)在固有的碳元素，B7HF200工藝允許實現(xiàn)極薄的高度摻雜基極。高轉化速度(200GHz Ft)和低阻抗基極是實現(xiàn)DAC高性能的兩個最重要的因素。
這種工藝已經(jīng)在高速和毫米波應用中應用了超過10年，可用于多種固態(tài)微波器件。
圖 2: B7HF200晶體管類型的比較
使用四層銅能夠進一步提高B7HF200的速度，適用于低電流密度的連接。銅幫助降低寄生電流，此寄生電流是高速設計的夢魘。
DAC設計的秘密
EV12DS460A的卓越性能并不是偶然得到的。自20112推出的較慢速的12bit產(chǎn)品以來，這種架構已經(jīng)進化了數(shù)代。即使是早期的產(chǎn)品，性能也是非常優(yōu)秀的，帶寬達到1.5GHz。
設計過程的重點在于3個通用的設計原則：
1.驅(qū)動量化器的動態(tài)載荷，減少線長
2.保證工作穩(wěn)定
3.輸出脈沖整形，減少畸變，提高性能
驅(qū)動量化器的動態(tài)載荷
量化器的設計，部分是可以重用的（圖3）。右邊是包含16個段的量化器，而左邊是采樣時鐘系統(tǒng)的模擬電路。將它們組合起來，連接兩個電路的橋梁是芯片布線產(chǎn)生的Lp和Cp。
圖3: 簡化EV12DS460A的輸入驅(qū)動
為了支持6到7Gsp的采樣率，時鐘源的抖動要低，瞬變時間要短。當6Gsps采樣率時，時鐘周期只有166ps。保證干凈、快速的瞬變是確?？焖倭炕筒蓸拥闹刂兄?。但是，在這個設計中，相對高的量化器滿量程電流被設置成20mA。為了快速驅(qū)動，需要一個復雜的驅(qū)動器，包含差分對和輸出電路，其輸出阻抗非常低。
對于這個驅(qū)動器電路，輸出阻抗Zout可以表示為：
Zout = (1/gm + Rbb + Rg)/Beta(f), 這里 gm 是晶體管跨導 (1/gm=1,25 ohms), Rbb 是輸出阻抗, Rg 是差分對的輸出阻抗， Beta(f)是三極管的動態(tài)電流增益和頻率之間的關系。
考慮到B7HF200工藝的指標(截止頻率 fT = 200 GHz), 20GHz時的電流增益Beta(f) 等于10。同時，極低的雙極型晶體管的固有基極阻抗使Rbb 為25歐姆。
Rg 也應當是越小越好，但是其不能太小，以避免過多地增大偏置電流，導致功耗變大。大約50歐姆是比較合適的值。
最后，初步估算的輸出阻抗是： Zout = (1.25 + 25+ 50)/10 = ~ 7.5 ohms. 低輸出阻抗是器件快速工作的關鍵。
為了維持輸出緩沖的300mV的脈沖幅度，需要用300mV驅(qū)動50歐姆的終端 (300mV/50 = 6mA)。 Rg 的進一步優(yōu)化會略微改善阻抗，但其代價是更高的功耗。將 Rg減半，偏置電流會上升到12mA。
減少線長，保證DAC的穩(wěn)定性
下面將討論線長的重要性和它對高速設計的寄生效應的影響。上述設計的每一個量化器段都只有50µm寬，所以16段的總信號線長是800 µm (16 x 50 µm)。減少線長是非常有用的。
EV12DS460A的全局時間常數(shù)與如下三個因數(shù)有關：
1.動態(tài)負載電容 (CL) 大約是 0.5 pF (CL=gm.Tf with gm = ΔI/ΔV = ~ 20mA/25mV .Tf 晶體管前向瞬變時間 = 0.8 ps)
2.金屬信號線的被動寄生電容(CP)大約是0.5 pF
3.金屬信號線的被動寄生電感 (LP)大約是 50 pH
在最壞的條件下，全局時間常量ΣT可根據(jù)下式計算：
ΣT = Zout.CL + Zout.CP + LP/Zout, so ΣT = 7.5?. 0.5pF + 7.5 ?.500fF + 50pH/7.5 ? = 3.75 ps + 3.75 ps + 6.66 ps = ~14 ps
這個時間常量與DAC數(shù)據(jù)的35ps上升和下降時間 (tr/tf)有關。而且，在這一層級上，tr/tf 分別表示整個時鐘周期(166ps)的少于20%的時間，其能產(chǎn)生足夠快的時鐘邊沿，支持10GHz的初步帶寬估算，達到DAC的設計目標。
在初步的估算之外，我們使用一些特別的技術保證DAC的動態(tài)穩(wěn)定性。我們實現(xiàn)最大過沖(+4%)和最小回彈(-2%)的性能。B7HF200工藝提供低阻抗的鍍銅技術，幫助進一步調(diào)節(jié)和改善芯片的關鍵節(jié)點。由此產(chǎn)生的優(yōu)異的性能（純凈的6GHz采樣）在圖4中以階躍響應的形式表示。
圖4: 加負載后30ps上升時間的階躍響應
通過輸出脈沖整形提高動態(tài)性能
我們提供四種輸出脈沖整形模式（NRZ, NRTZ, RTZ, RF)以幫助系統(tǒng)設計師根據(jù)特定的輸出頻帶裁剪DAC的動態(tài)響應性能，從而使設計更加便利。大多數(shù)的量化器畸變與開關瞬變有關。任何開關的毛刺都會疊加在最后的輸出信號上（圖5）。如果能夠移除這些毛刺，輸出的頻譜純凈度將大大提高。
圖5: DAC 脈沖整形的概念圖和NRTZ、RF模式的擴展波形
為了實現(xiàn)上述的脈沖整形，我們在每個瞬變環(huán)節(jié)的邊緣之前強制把DAC輸出截止為0，可以在NRTZ和RF模式的圖中看到輸出的波形。脈沖整形通過3線串行接口控制，其有兩個用戶可控的參數(shù)：整形脈沖寬度（RPW）和整形脈沖中心（RPB)。如果所有的毛刺都被移除，脈沖中心必然與瞬變邊緣的中心一致。注意，這種技術犧牲了少量的輸出信號強度（與RPW定義的區(qū)域有關）。
特性曲線（圖6）表明脈沖整形帶來的優(yōu)勢。這些數(shù)據(jù)展示了兩種RPW設置（如果您對信號偏置不了解，請閱讀這里）時橫跨8個奈奎斯特區(qū)間的高達27GHz (采樣率fs = 6 & 7Gsps)的頻譜。注意采樣率的提高顯著地擴展了典型的SINC (sin(x)/x) DAC 輸出特性曲線。
圖6: 兩種脈沖整形模式下DAC EV12DS460的輸出功率譜 (采樣率 6/7Gsps)
由于波形整形（H3從-57dBm提到到-69dBm)，三次諧波的性能提高了+12dB，極大地提高了DAC的性能。為了對比，我們在6Gsps采樣率，F(xiàn)out = 2940MHz的條件下使用有波形整形（NRTZ模式）和無波形整形（NRZ模式）產(chǎn)生如下的頻譜（圖7）。在NRTZ模式下，波形整形帶來的性能提升非常明顯。
圖7: 6 GSps，F(xiàn)out = 2940MHz時的單音頻譜，有波形整形和無波形整形
實測的性能
輸出3dB帶寬最大7GHz，采樣率6Gsps保證產(chǎn)生3GHz的瞬時帶寬。有用的輸出功率在X波段非常明顯（圖8a）。曲線表示一個第四奈奎斯特區(qū)間的11950MHz的單音載波，SFDR為50dBc。這里4次諧波主導SFDR。這個載波頻譜是仔細選擇的，為了在X波段的邊沿，使諧波信號更容易被觀察到，因為它們以自然的諧波順序出現(xiàn)。
如果提高載波頻率到K波段（圖8），信號參考設置為在第8奈奎斯特區(qū)間的23950MHz，2次諧波主導SFDR（-36.5dBc) 。顯然，諧波的純凈度有明顯提高。
圖8: 11950 MHz 和 23950 MHz 處的SFDR
這些圖線還包含著其他突出的性能指標。每張圖里都展示了中頻點的非諧波雜散。這些雜散與DAC 4:1輸入多路復用器的不完全混合信號抑制有關。這些雜散的峰值在-80dBm，相當好。DAC的底噪大約接近-110dBm。
在實驗室里使用單音或多音的信號測試數(shù)據(jù)轉換器并不困難。這些測試的結果并不能完全表明DAC的性能。當今的數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)在大塊帶寬上部署復雜的模塊，所以我們需要更有效的寬帶測試方法。這時噪聲功率比(NPR)非常有用。它在一個較寬的帶寬上測試DAC，能表明信號如何包含多個非相干窄帶頻率，以及它們在被DAC混合之時如何互相影響和互相干涉。顯然，一款NPR指標接近理想n-bit器件的NPR指標的DAC是非常優(yōu)秀的寬帶器件。
NPR測試通常由一組高斯噪聲功率密度的數(shù)字譜實現(xiàn)。對這個數(shù)字譜在頻域使用（數(shù)字）陷波濾波器將在感興趣的帶寬內(nèi)得到一個“安靜”的區(qū)域。然后把這個數(shù)字譜發(fā)送給DAC，NPR的值通過計算陷波內(nèi)外的功率密度比的平均值得出。對于一個理想的DAC，陷波內(nèi)的信號功率只和量化噪聲有關。而對于現(xiàn)實的DAC，量化噪聲由熱噪聲、時鐘抖動帶來的噪聲和通道間交調(diào)帶來的噪聲有關。
這款器件的寬帶NPR如下圖（圖9）所示。7Gsps的采樣率帶來3.150GHz的合成帶寬。NPR是42.6dB，等效的有效位數(shù)(ENOB)為8.6。注意NPR的平坦度一直到3325MHz的位置都相當好。
圖9: 3.15 GHz帶寬，30MHz陷波的寬帶NPR
圖10中的第二個NPR特性在22GHz的范圍內(nèi)復制了3.150/2.700GHz的NPR譜。這時DAC的采樣率為7/6Gsps，工作模式是RF模式。這些圖線表明提高采樣率帶來的優(yōu)勢之一。它不僅影響DAC產(chǎn)生的最大瞬時帶寬，還擴展了高奈奎斯特區(qū)間的SINC特性和輸出功率。
圖 10:多奈奎斯特區(qū)間的重復的NPR譜 —— 7Gsps時K波段的NPR有明顯提高
其他尖端的DAC
德州儀器最近有一款14bit 8.9Gsps RF DAC，使用40nm CMOS工藝，支持4G LTE的應用。它的SFDR在8.9Gsps（Fout = 4300MHz）時是50dBc3。雖然這款DAC可以支持8.9Gsps的采樣率，但是沒有任何超過4300MHz的測試數(shù)據(jù)，而絕大多數(shù)的微波頻段都超過4300MHz。
Analog Devices公司也在開發(fā)一款11/16bit, 12Gsps的DAC (AD9161/AD9162)，其RF模式（也叫作混合模式）下的采樣率能達到12Gsps。在RF模式下，因為每半個時鐘周期數(shù)據(jù)會反向，似乎DAC在以12Gsps的采樣率采樣。而對于RF模式下的EV12DS460A （圖5），數(shù)據(jù)反向被沒有被考慮進標稱的采樣率（6Gsps）。因此，EV12DS460A和AD9161/62的采樣率是相同的。這一點也可以由3GHz的瞬時帶寬證明。
Analog Devices的器件在前兩個奈奎斯特區(qū)間的最佳的SFDR是65dBc (Fclock = 5Gsps, Fout = 4000MHz）。但是，其性能在超過7500MHz的位置急劇下降。輸出功率在Fout = 7500MHz時只有 -66dBm，因此它無法在X波段和K波段很好地工作。
結語
EV12DS460的發(fā)布給微波工程師帶來一款帶寬從DC一直到K波段頻率的寬帶DAC。雖然這款器件并不是唯一的Gsps采樣率的DAC，但是如同上文所述，它是第一款合成帶寬跨多個奈奎斯特區(qū)域，同時保持優(yōu)秀的頻譜純度的DAC。它為全新的毫米波應用開拓了一個激動人心的新領域。
參考文獻
From Infineon:
(1) J.Böck, H.Schäfer, K.Aufinger, R.Stengl, S.Boguth, R.Schreiter, M.Rest, H.Knapp, M.Wurzer, W.Perndl, T.Böttner, and T.F. Meister,
“SiGe bipolar technology for automotive radar applications” in Proc. Bipolar/BiCmos Circuits and Technology Meeting (BCTM),Montreal, Canada, Sep. 2004, pp.265-268
From Teledyne e2v:
(2) François Boré, Marc Wingender, Nicolas Chantier, Andrew Glascott-Jones, Emmanuel Dumaine, Carine Lambert, Sergio Calais « 3 GS/s 7GHz BW 12 Bit MuxDAC for Direct Microwave Signal Generation over L,S or C Bands” in Proc. COMCAS, Tel Aviv, Nov 2011
From TI:
(3) Ravinuthula, V., Bright, W., Weaver, M., Maclean, K., Kaylor, S., Balasubramanian, S., ...&Dwobeng, E. (2016, June). A 14-bit 8.9 GS/s RF DAC in 40nm CMOS achieving> 71dBc LTE ACPR at 2.9 GHz.In VLSI Circuits (VLSI-Circuits), 2016 IEEE Symposium on (pp. 1-2).IEEE.
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