【導(dǎo)讀】本篇文章主要對目前MOS封裝當(dāng)中存在的一些限制進(jìn)行了介紹，并提出了改善的必要性。在最后，還給出了提高總體能效的方法。希望大家在閱讀過本篇文章之后，能對MOS管的封裝有進(jìn)一步的了解。
MOS管是半導(dǎo)體場效應(yīng)管的簡稱。和MOS管相關(guān)的，大多數(shù)是與封裝有關(guān)的問題。在一些條件相同的條件下，目前主流的幾種封裝其實(shí)是存在著一定的限制的。那么這些限制都有哪些，由如何尋找出突破呢？
目前幾種主流的封裝中存在著如下幾種限制：
封裝電感
內(nèi)部焊線框架內(nèi)的漏極、源極和柵極連接處會(huì)產(chǎn)生寄生電感。而源漏極電感將會(huì)以共源電感形式出現(xiàn)在電路中，將會(huì)影響MOSFET的開關(guān)速度。
封裝電阻
MOSFET在導(dǎo)通時(shí)電阻即Rdson，這個(gè)電阻主要包括芯片內(nèi)電阻和封裝電阻。其中焊線等引入的封裝電阻會(huì)因焊線數(shù)量的不同而有很大不同。
PN結(jié)到PCB的熱阻
源極的熱傳導(dǎo)路徑：芯片＞焊線＞外部引腳＞PCB板，較長的熱傳導(dǎo)路徑必然引起高熱阻，且焊線較細(xì)較長，封裝熱阻會(huì)更高。
PN結(jié)到外殼的熱阻
例如，標(biāo)準(zhǔn)的SO-8器件是塑封材料完全包封，由于塑料是熱的不良導(dǎo)體，芯片到封裝外殼的熱傳導(dǎo)很差。
改善的必要性
下面我們用例子說明一下改善這幾方面的必要性。
圖1
微處理器供電為例子，這是一個(gè)較為典型的BUCK同步整流的例子。簡單分析可知?，F(xiàn)時(shí)CPU的工作頻率已經(jīng)由MHz級轉(zhuǎn)向GHz 級，工作電壓為1.3V 左右。要求到供電電源上到MHz級電磁干擾在可控范圍，輸出電流0A~50A（考慮到筆記本電腦或平板電腦從“睡眠”到“大運(yùn)算工作”，正常工作電流10A~20A）。其典型輸入電壓為7.5V 到21V，電路中控制和續(xù)流用的功率器件普遍采用30V 的MOSFET。如圖1所示。
此類電源系統(tǒng)的總體能效一般會(huì)要求在95%以上。
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如何提高總體能效?
要提高總體能效，我們要先對損耗產(chǎn)生機(jī)理進(jìn)行分析。在此BUCK 同步整流電路中存在著多種功率損耗，這里主要考慮的損耗為開關(guān)管(Q1)和續(xù)流管(SR 同步整流管、Q2)的損耗。
從SR-BUCK 電路的工作原理可知：
Q1開通時(shí)，Q1存在著導(dǎo)通損耗、驅(qū)動(dòng)損耗；
Q1關(guān)斷時(shí)，有輸出電容帶來的損耗；
而Q2在工作區(qū)間除了導(dǎo)通損耗、驅(qū)動(dòng)損耗、開關(guān)損耗、還有體內(nèi)二極管損耗問題。
借IR的實(shí)驗(yàn)圖方便分析：
圖2
其中：Td 續(xù)流電流流向體二極管時(shí)間段;
Tramp Vds因漏極電感產(chǎn)生正向壓降;
Tq 積聚Coss與Qrr電荷時(shí)間段;
我們把這些損耗分為三部分，它們和電路、器件的相關(guān)性如下：
導(dǎo)通損耗
與MOSFET的 Rdson相關(guān)。這容易理解，且隨著輸出電流的提高，Rdson損耗也會(huì)相應(yīng)地增加;
與體二極管的正向電壓Vsd相關(guān)。死區(qū)時(shí)間時(shí)，續(xù)流電流不得不從MOSFET溝道轉(zhuǎn)而流向體二極管，并由此產(chǎn)生額外的體二極管損耗。體二極管的導(dǎo)通時(shí)間很短，僅為50ns至100 ns左右，因而，這損耗經(jīng)常忽略不計(jì)。但是，當(dāng)輸出電壓和體二極管Vsd相近時(shí)，這損耗就不能忽略了。
柵極驅(qū)動(dòng)損耗
取決于MOSFET的Qg。這也容易理解，MOSFET開啟時(shí)，必須對柵極進(jìn)行充電，柵極積聚總電荷量為Qg后MOSFET飽和導(dǎo)通。MOSFET關(guān)斷時(shí)，則必須將柵極中的電荷放電至源極，這就意味著Qg將消散在柵極電阻和柵極驅(qū)動(dòng)器中。
Qg與Rdson非線形反比。即并聯(lián)多個(gè)MOSFET降低Rdson 而降低導(dǎo)通損耗時(shí)，因Qg增大令驅(qū)動(dòng)損耗會(huì)相應(yīng)增大。
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Coss損耗
與MOSFET的輸出電容Coss相關(guān)。
Q2關(guān)斷時(shí)，必須將輸出電容充電至線電壓，因此，在關(guān)斷過程中產(chǎn)生的感應(yīng)電量直接取決于MOSFET的Coss，且這些電量通過寄生電感、寄生電阻釋放時(shí)將觸發(fā)LC振蕩，并會(huì)由此對Q2的Vds產(chǎn)生電壓尖峰。
與MOSFET的反向恢復(fù)電荷Qrr有關(guān)
MOSFET關(guān)斷時(shí)，必須將Qrr移走，這部分電量會(huì)加入到上面的LC振蕩里。對一些專門為同步整流這方面設(shè)計(jì)的MOSFET器件來說，Qrr可以忽略不計(jì)，因?yàn)槠鋵偣牡挠绊懳⒑跗湮ⅰ?/div>
封裝電阻的局限
按上面的分類，容易看出，當(dāng)輸出電流小時(shí)，導(dǎo)通損耗相對小;輸出電流大，導(dǎo)通損耗也相對大。而開關(guān)損耗(驅(qū)動(dòng)損耗+輸出電容損耗)變化不大。（想一下，筆記本電腦從“睡眠”到“正常工作”，工作電流范圍：0A~20A。）
而三種損耗相對變化的幅度比例，我們再借IR的實(shí)測圖例來說明。
圖3
可看出，在輕負(fù)載條件下，導(dǎo)通損耗占總功耗的比例極低。在這種情況下，在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)基本保持不變的開關(guān)損耗是主要損耗。但是，當(dāng)輸出電流較高時(shí)，導(dǎo)通損耗則成為最主要的損耗，其占總功耗的比例也最高。
因此，要優(yōu)化SR MOSFET的效率，必須找到開關(guān)損耗與導(dǎo)通損耗之間的最佳平衡點(diǎn)。
圖4
如圖4所示。當(dāng)Rdson超出最優(yōu)值時(shí)，總功耗將隨Rdson的提高而線性增加。但當(dāng)Rdson降至低于最優(yōu)值時(shí)，總功耗也會(huì)因輸出電容的快速增加而急劇上升。如圖在1毫歐以下時(shí)，Rdson僅下降0.5毫歐姆，便會(huì)令總功耗提高一倍，從而嚴(yán)重降低電源轉(zhuǎn)換器的效率。
說到這里，我們回過頭，看看上面說到的焊線式封裝在封裝電阻和封裝電感兩方面的局限。
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封裝電阻的局限
以現(xiàn)在使用到的30V同步整流SR MOSFET，可達(dá)1~2毫歐姆的的導(dǎo)通電阻，而TO220的封裝電阻在1毫歐姆左右，這樣封裝電阻占總Rdson的比例高達(dá)50%以上。在耐壓高一些的MOSFET中（耐壓高，Rdson相對高），這個(gè)比例會(huì)相對低一些。但和無引腳的SMD封裝MOSFET比較，還是有一定差距的?？聪旅姹容^圖：
圖5
對同一工藝的MOS芯片，Rdson*Qg是相對固定值。選擇封裝電阻更低的封裝形式，在低Rdson下，追求更低的Qg，更低的Coss，提供更多的選擇。
封裝電感的局限
上面提到，SR MOSFET關(guān)斷時(shí)，Coss和Qrr的電荷通過寄生電感、寄生電阻釋放時(shí)將觸發(fā)LC振蕩，這樣會(huì)造成一個(gè)過沖高壓。因此需要盡量減少寄生電感。
圖6
如TO220封裝的寄生電感為10nH左右，甚至更高。無引腳SMD封裝，得益于其無引腳設(shè)計(jì)以及所采用的銅帶或夾焊技術(shù)，寄生電感可大大降低至0.2nH左右。以12V同步整流級為例，只要用低電感封裝來取代TO220封裝，就能將過沖電壓降低10V，參見圖6。
當(dāng)電壓應(yīng)力較小時(shí)，可以使用電壓值更低的MOSFET，以進(jìn)一步優(yōu)化系統(tǒng)的總體性能。上面說到的“無引腳SMD封裝”，現(xiàn)在市場上常見到的，如：DFN封裝（各廠家有不同命名）。
DFN封裝，是在SO-8的基礎(chǔ)上，對焊線互連形式進(jìn)行改進(jìn)，用金屬帶、或金屬夾板代替焊線，降低封裝電阻、封裝電感，并且改善了熱阻。DFN封裝的MOSFET，在低壓同步整流應(yīng)用上的優(yōu)勢是顯而易見的，各大半導(dǎo)體廠家都專門針對此封裝形式推出了不少器件產(chǎn)品。
