中心議題：
- 同步升壓轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中MOSFET的損耗分析
- 同步升壓轉(zhuǎn)換器的MOSFET選擇策略
解決方案：
- 最優(yōu)化門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓
- 最優(yōu)化電源輸入電壓
- 最優(yōu)化工作條件
在個(gè)人計(jì)算機(jī)應(yīng)用領(lǐng)域，隨著為核心DC-DC轉(zhuǎn)換器開(kāi)發(fā)的同步升壓轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)頻率向著1MHz-2MHz范圍轉(zhuǎn)移，MOSFET的損耗進(jìn)一步增加。鑒于大多數(shù)CPU需要更大的電流和更低的電壓，這種問(wèn)題被復(fù)雜化了。如果你考慮其它支配損耗機(jī)制的參數(shù)，如電源輸入電壓和門(mén)極電壓，我們就要處理更為復(fù)雜的現(xiàn)象。但是，這并不是問(wèn)題的全部，我們還會(huì)遇到可能造成損耗極大惡化并降低電源轉(zhuǎn)換效率(ξ)的二次效應(yīng)。
這些二次效應(yīng)包括擊穿損耗和因像電容和電感等效串聯(lián)電阻(ESR)、電路板電阻及電感、MOSFET封裝寄生電感所這樣的寄生電阻引起的損耗。其它二次損耗機(jī)制是MOSFET的電極電容之間的充電和放電，包括門(mén)極-源極間電容(Cgs)、米勒門(mén)極漏極電容(Cgd)和漏極-源極間電容(Cgs)。
隨著頻率越來(lái)越高，因體二極管反向恢復(fù)造成的損耗會(huì)更為顯著，必須加以考慮?，F(xiàn)在，很顯然選擇同步升壓轉(zhuǎn)換器的MOSFET不再是一項(xiàng)微不足道的練習(xí)，它需要可靠的方法來(lái)選擇最佳的組合，并結(jié)合對(duì)上述所有問(wèn)題的深入理解。本文將詳細(xì)地討論所有這些效應(yīng)并將向您演示如何作出這種選擇。
傳導(dǎo)損耗
由于電流流過(guò)MOSFET的Rdson會(huì)產(chǎn)生器件的電阻損耗，圖1所示的MOSFET的損耗M1和M2可以由下列兩個(gè)方程來(lái)計(jì)算：
其中：PCHS =高側(cè)(HS) MOSFET傳導(dǎo)損耗；PCLS=低側(cè)(LS) MOSFET傳導(dǎo)損耗；Δ =占空周期 ≈ Vout/ Vin；Iload = 負(fù)載電流；Rdson = MOSFET開(kāi)電阻；Vin = 電源輸入電壓；Vout =輸出電壓。因?yàn)?Δ and Iload由應(yīng)用來(lái)決定，Rdson必須選擇為盡可能地小。
圖1：簡(jiǎn)化的同步升壓轉(zhuǎn)換器顯示了MOSFET的寄生電感。
動(dòng)態(tài)損耗
動(dòng)態(tài)損耗是由HS和LS MOSFET開(kāi)關(guān)造成的損耗，這些損耗可以通過(guò)下列兩個(gè)方程來(lái)計(jì)算：
其中：PDHS = HS MOSFET動(dòng)態(tài)損耗；PDLS = LS MOSFET動(dòng)態(tài)損耗；tr = 上升時(shí)間；tf = 下降時(shí)間；fs = DC-DC 轉(zhuǎn)換器開(kāi)關(guān)頻率；Vd = 體二極管開(kāi)電壓；
其它參數(shù)與上述參數(shù)一致。顯然，我們需要把MOSFET的上升和下降時(shí)間最小化。這兩個(gè)參數(shù)取決于于米勒電容，它通常由門(mén)極-漏極間電荷(Qgd)來(lái)表示，其中，Qgd越低，就會(huì)導(dǎo)致MOSFET的開(kāi)關(guān)速度越快。
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LS MOSFET中的開(kāi)關(guān)損耗與傳導(dǎo)損耗相比寧可忽略不計(jì)， 因?yàn)閂in為12V而Vd大約為1V。
在這種情形下，對(duì)HS MOSFET我們必須選擇具有盡可能最低的Qgd。通過(guò)隔離Rdson做不到這一點(diǎn)，因?yàn)樗鼈兠恳粋€(gè)都取決于裸片的面積。大多MOSFET制造商設(shè)計(jì)MOSFET器件時(shí)滿(mǎn)足了HS或LS MOSFET的要求，但是，實(shí)際上打擊了開(kāi)關(guān)速度和MOSFET開(kāi)電阻之間的折衷要求，即Qgd和低的Rdson。
圖2：HS MOSFET功率損耗，Z軸是X軸電流和Y軸開(kāi)關(guān)頻率的函數(shù)。
圖2所示為HS MOSFET的功率損耗。顯然，大電流和高頻率的組合會(huì)快速導(dǎo)致高損耗。對(duì)MOSFET的正確選擇是從根本上關(guān)注整體的高電源轉(zhuǎn)換效率(ζ)和高可靠性。
反向恢復(fù)損耗
另外一種損耗機(jī)制是因?yàn)轶w二極管恢復(fù)造成的損耗。這是由于HS MOSFET使“打開(kāi)”狀態(tài)進(jìn)入體二極管所致。體二極管要無(wú)限長(zhǎng)時(shí)間才能關(guān)閉，在這段時(shí)間HS MOSFET就會(huì)出現(xiàn)損耗。反向恢復(fù)損耗可以由下列方程計(jì)算：
其中：Qrr=反向恢復(fù)電荷。
此外，這種損耗機(jī)制依賴(lài)于開(kāi)關(guān)頻率fs，因?yàn)樗悄撤N形式的開(kāi)關(guān)損耗。盡管反向恢復(fù)因LS MOSFET體二極管所致，損耗卻發(fā)生在HS MOSFET中。
在此，對(duì)LS MOSFET的選擇準(zhǔn)則是獲得盡可能最低的Qrr及合適的Rdson。
圖3：因反向恢復(fù)造成的功率損耗。
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擊穿損耗
當(dāng)LS MOSFET由門(mén)極驅(qū)動(dòng)器關(guān)閉而HS MOSFET正被打開(kāi)時(shí)，就會(huì)遇到擊穿損耗。在轉(zhuǎn)換期間，門(mén)極-漏極間電容通過(guò)由Cgd和Rg//Cgs組成的潛在的分壓器把漏極電壓耦合到門(mén)極。如果這個(gè)耦合電壓大于門(mén)限電壓Vgth，那么，LS MOSFET將為打開(kāi)，從而產(chǎn)生一條流過(guò)HS和LS MOSFET的低阻的電流通路，最終造成過(guò)度損耗。支配相對(duì)于地的門(mén)極電壓的方程如下所示：
其中：Vg (t) =門(mén)極電壓；a = 漏極電壓的擺率；Rg = 包括門(mén)極驅(qū)動(dòng)器的總門(mén)極電阻；Cgs = 門(mén)極與源極之間的電容；Cgd = 門(mén)極與漏極之間的電容；顯然，Cgd越大，則耦合電壓越大。
圖4：擊穿。
取上述方程的極限為：
即無(wú)限大的擺率給出方程：
上述方程表達(dá)了無(wú)交叉?zhèn)鲗?dǎo)情況下的理論最壞情形。如果在最壞情形的參數(shù)范圍內(nèi)—即最小Cgs、最大Cgd和最小Vgth—MOSFEI滿(mǎn)足這種條件，那么，在任何應(yīng)用中都觀測(cè)不到交叉?zhèn)鲗?dǎo)。
圖5是一張示波器的圖形，其中，上部的蹤跡是LS MOSFET漏極電壓，下部的蹤跡是LS MOSFET的門(mén)極電壓。如果觀測(cè)到的LS MOSFET的門(mén)極電壓(綠色蹤跡)達(dá)到一個(gè)大于Vgth的電壓，那么，我們就可以觀測(cè)到擊穿和ζ的損耗。理想情況下，你需要峰值為幾百毫伏。下面的蹤跡是擊穿的典型指紋，讓我們能夠通過(guò)測(cè)量門(mén)極到源極之間的電壓來(lái)識(shí)別問(wèn)題。
圖5：識(shí)別擊穿。
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門(mén)極電感的影響
門(mén)極驅(qū)動(dòng)電路的電路版圖設(shè)計(jì)對(duì)于設(shè)置合適的MOSFET開(kāi)關(guān)頻率是極為重要的。圖6是Z軸上的門(mén)極電壓的、Y軸上的門(mén)極電感和X軸上的時(shí)間的三維表示。該圖顯示了門(mén)極引腳電容對(duì)波形的動(dòng)態(tài)影響。門(mén)極電壓振鈴可能造成不穩(wěn)定的開(kāi)關(guān)，從而導(dǎo)致效率ζ的損失并加大電磁輻射。 門(mén)極引腳必須保持盡可能地短以避免該影響。
圖6：門(mén)極驅(qū)動(dòng)振鈴。
最優(yōu)化門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓
門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓幅度以下列方式控制MOSFET的開(kāi)關(guān)性能：
- 門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓越高，意味著電容充電和放電損耗就越高，由下式給出：Pcloss=CXV2Xfs
- 驅(qū)動(dòng)電壓越高，以為著Rdson越低，因此，電源損耗就越低，從而提高ζ；
- 門(mén)極電壓幅度也會(huì)影響MOSFET的上升和下降時(shí)間。
滿(mǎn)足所有上述條件并產(chǎn)生最高ζ的最優(yōu)化門(mén)極驅(qū)動(dòng)幅度，可以在實(shí)驗(yàn)中利用不同的電壓幅度確定的最佳性能點(diǎn)來(lái)確定。根據(jù)對(duì)問(wèn)題的數(shù)學(xué)求解，圖7給出了一個(gè)在Z軸上的最優(yōu)化門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓的三維圖形，它是X上漏電流和Y軸上開(kāi)關(guān)頻率的函數(shù)。顯然，門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓永遠(yuǎn)不能超過(guò)數(shù)據(jù)表針對(duì)高可靠性工作所推薦的電平。
圖7：最優(yōu)化門(mén)極驅(qū)動(dòng)電壓。
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最優(yōu)化電源輸入電壓
用于電腦市場(chǎng)的DC-DC轉(zhuǎn)換器的電源輸入電壓的行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)是12V，但是，這是最優(yōu)化的數(shù)值嗎？為了幫助回答這個(gè)問(wèn)題，讓我們考察輸入電壓對(duì)ζ的影響：
- 較高的電源輸入電壓顯然被轉(zhuǎn)換為來(lái)自電源的較低電流及AC-DC轉(zhuǎn)換器的高ζ值(銀盒)。
- 電源輸入電壓越高，意味著在HS MOSFET中的動(dòng)態(tài)損耗也越高。
- 電源輸入電壓越高，意味著在LS MOSFET中因占空周期的增加所造成的傳導(dǎo)損耗就越高。
最優(yōu)化輸入電壓可能由實(shí)驗(yàn)或數(shù)學(xué)導(dǎo)出。圖8所示為最優(yōu)化輸入電壓在Z軸上的三維表示，它是Y軸上的負(fù)載電流和X軸上的開(kāi)關(guān)頻率的函數(shù)。電源輸入電壓電平由針對(duì)電腦市場(chǎng)的行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)確定。如果你正在設(shè)計(jì)一個(gè)兩級(jí)隔離DC-DC轉(zhuǎn)換器，在為你的特定的應(yīng)用確定最優(yōu)化中間電壓的過(guò)程中，就值得做這種考慮。
圖8：最優(yōu)化的電源輸入電壓。
器件封裝
當(dāng)選擇針對(duì)你的應(yīng)用的器件時(shí)，你要控制的其他參數(shù)就是封裝。功率MOSFET可用的最流行封裝分別是SO8、DPAK、D2PAK及其它形式的封裝。封裝參數(shù)中最重要的是：
- 封裝熱阻：這明顯限制了功耗并控制了封裝中的散熱設(shè)計(jì)方案；
- 要盡可能選擇最小的熱阻；
- 封裝寄生電感：由MOSFET提取的封裝寄生電感對(duì)開(kāi)關(guān)速度有極大的影響，并最終影響動(dòng)態(tài)損耗。寄生電感越小，開(kāi)關(guān)時(shí)間就越短；
- 封裝寄生電阻：該參數(shù)通常隱藏在Rdson數(shù)值之中；
對(duì)給定應(yīng)用的最佳封裝應(yīng)該具有最低的寄生參數(shù)和熱阻，與此同時(shí)，滿(mǎn)足特定的要求。
最優(yōu)化工作條件
利用Maple計(jì)算軟件，為學(xué)習(xí)和掌握電源電路中諸如MOSFET這樣的物理現(xiàn)象提供了非常激動(dòng)人心和有效的工具。根據(jù)上述討論，我們可以說(shuō)，開(kāi)關(guān)頻率、門(mén)極驅(qū)動(dòng)、電源輸入電壓以及電路的布局布線(xiàn)等基本選擇極大地影響MOSFET開(kāi)關(guān)器件的損耗以及整體轉(zhuǎn)換效率。這些選擇必須做到以最小化這些損耗。
